Scrigroup - Documente si articole

Username / Parola inexistente      

Home Documente Upload Resurse Alte limbi doc  

CATEGORII DOCUMENTE





AeronauticaComunicatiiElectronica electricitateMerceologieTehnica mecanica


Sisteme pe fibre optice

Comunicatii

+ Font mai mare | - Font mai mic







DOCUMENTE SIMILARE

Trimite pe Messenger
Limitari ale ratei de bit datoarate dispersiei
Esantionarea semnalului de vorbire
Blocul stabilizatorul
Timpul de intarziere de grup pentru fibrele optice multimod
INTRODUCERE IN COMUNICATIILE DIGITALE
Coduri de linie utilizate in retelele de comunicatii: AMI, HDB3
ANALIZA, SINTEZA SI PROCESAREA SEMNALELOOR DIGITALE
Banda de frecventa ceruta de diferite servicii
Norme generale de securitate in munca si Domeniu de activitati in situatii de urgenta
Codarea

SISTEME PE FIBRE OPTICE

            Avantaje :

         Capacitate mare de a transmite informatie D ~ 50 Gbit/s;



         Atenuare redusa a semnalului optic independent de debitul de informatie – permite legaturi fara regenerare de ordinul 2 – 300km;

         Cabluri de volum redus, flexibile cu greutate mica (1 cablu cu diametrul de 1 cm poate contine 8 ๗ 10 FO ) ;

         Fara interferenta electromegnetica exista izolatie electrica intre componentele legaturii.

Structura unui sistem optic pentru comunicatii (SOC)


h :  reprezinta eficienta  si are valori cuprinse intre 0,8 ๗ 0,9 .

Caracteristica spectrala S(l) tipica diodelor este de forma urmatoare :

            Dl se defineste la .

Liniaritatea diodelor de emisie este reprezentata astfel :


            Functia pondere a FO este data de relatiile urmatoare :


           

             H(f) = H(o)e

            Pentru fibra optica largimea de banda rezulta din caracterul trece jos al  acesteia din punct de vedere al infasuratoarei semnalului optic .

 din care rezulta ca

            Timpul de raspuns pentru cele doua tipuri de diode este :

         LD   ~   1 ns

         LED ~ 10 ns

Clasificare sistemelor optice :

1.      Sisteme necoerente : care utilizeaza modulatia in intensitate a luminii (IM) ;

2.      Sisteme coerente : in care se utilizeaza modulatia in amplitudine , frecventa sau faza a luminii .

 

Sistemele necoerente pot transmite informatia in banda de baza (BB – IM) sau utilizand  o  subpurtatoare  sinusoidala  de  radiofrecventa  (AM-IM , FM-IM , PM-IM pentru informatie analogica sau PSK-IM , DPSK-IM , FSK-IM pentru transmisia datelor binare ). De asemenea , se poate folosi o subpurtatoare in impuls   pentru   mesaj   si   modulatia    in    intensitate    a    luminii   de    tip   OOK   ( PPM-OOK , PDM-OOK , PAM-OOK pentru semnal analogic si PCM-OOK pentru semnal digital ).

AM-IM

fOE(t)

Mesaj analogic

t

fOE(t)

m(t)

w max

w min

FM-IM

t

t

fOE(t)

m k

w max

w min

PSK-IM

t

t

1

0

1

t

t

ON

OFF

Te

PAM-OOK

m(t)

fOE(t)

fOE(t)

t

fOE(t)

t

PDM-OOK

m(t)

m(t)

Dt ~ m(t)

PPM-OOK

t

fOE(t)

PCM-OOK

m k (NRZ)

 1  0  0  1 1  1  1  0  1

Observatie : Semnalul de date PCM-OOK poate fi codat CCI , HDB3 , 5B-6B sau poate fi obtinut la iesirea unui scrambler


            Sistemele necoerente utilizeaza detectia directa.

            Sistemele coerente sunt in general utilizate pentru transmisii de date cu debite mari, unde lumina este o purtatoare sinusoidala ce poarta mesajul numeric prin modulatie cu salt de amplitudine de frecventa sau de faza (ASK , FSK , PSK-PPSK) . Aceste sisteme sunt realizate cu componente pretentioase.

                        Sisteme necoerente PCM-OOK

            Conversia electric-optic si optic-electric presupune descompunerea luminii in fotoni de energie  hn.

            Apar doua consecinte :

1)      densitatea spectrala a zgomotului termic nu este uniforma :

La frecvente optice ( ~ 2 ๗ 300 THz ) valoarea lui hn este aproximativ 2 10-19J si nu mai este neglijabila in raport cu  kT 4 10-21 ; rezulta o scadere a densitatii spectrale de putere a zgomotului (cu ~ 200dB mai redusa la 300 THz decat la frecvente joase).

            2) sosirea fotonilor in zona activa a fotodiodei de receptie are caracter aleator conducand la aparitia zgomotului cuantic in procesul detectiei directe. Statistica Poisson este convenabila in acest proces :

unde P(x,T) reprezinta posibilitatea de a receptiona  x  fotoni in timpul  T , iar  reprezinta numarul mediu de fotoni ce se receptioneaza in timpul T corespunzator energiei optice primite. Deci se va obtine :

iar energia optica W0 corespunzatoare unui bit va fi :

            Posibilitatea de eroare BER (bit error rate) :   Puterea optica este adesea exprimata in dBm ( 0 dBm 1mW ,  -60 dBm = 1 nW , etc ). Deoarece zgomotul semnificativ apare in receptor , iar decizia binara se ia in prezenta zgomotului pot sa apara erori dupa cum urmeaza :

BER = P(0) P0/1 + P(1) P1/0

Unde P(0) si P(1) reprezinta probabilitatea de aparitie a simbolurilor, iar P0/1 si P1/0 reprezinta probabilitatea ca simbolurile “0” si respectiv “1” ce au fost transmise sa fie eronat interceptate.

            Schematic un receptor digital optic este prezentat in continuare :

Amplificator transimpedanta

Circuit de decizie

iph(t)

  Ziph(t) = v(t)

0 , 1

fOR(t)

v(t)

t0

t1

m0

m1

t


unde m0, m1 (t0 , t1) reprezinta medii efective ale lui v(t) pe durata unui “0” si a unui “1”, iar v(t) este aleatoare si se caracterizeaza printr-o densitate de probabilitate (PDF – probability density function), care depinde de simbolul transmis (1 , 0 ). Daca prin propagare (printr-un canal care are caracter de FTJ) pulsurile se latesc mai mult decat perioada de bit T atunci apare interferenta intersimbol (ISI) , iar PDF depinde de istoria bitilor transmisi anterior bitului supus deciziei.

p(v)

v

t1



t0

p0(v)

p 1(v)

m 0

m 1

            Se observa deci ca BER depinde in principal de zgomotul cuantic si termic precum si de ISI.

            In graficul alaturat sunt urmatoarele marimi :

            vth  tensiunea de prag a deciziei ;

            P0/1 probabilitatea de a deciziona eronat “1” daca a fost transmis “0”;

            P1/0  probabilitatea de a deciziona eronat “0” daca a fost transmis “1”.

            Ecuatiile specifice acestor probabilitati sunt urmatoarele :

            Daca   atunci   .

            Amintind distributiile Gaussiene va rezulta :

si atunci  :

            Dupa realizarea substitutiilor se va obtine :

            Astfel se vor obtine probabilitatile de eroare in cazul unui “0” sau “1” dupa cum urmeaza :


unde  erfc x  este o functie tabelata cunoscuta   . Este rezonabil sa consideram ca P0/1 = P1/0 = Pe din care rezulta ca :

iar daca t = t1 = t0  rezulta ca  .

Prezentam unele valori echivalente pentru BER si Q :

BER

Q

10-9

6

10-7

5

            Raportul semnal/zgomot este :   [deci RSZ = 12 pentru BER = 10-9 ].

            In cazul utilizarii fotodiodelor cu avalansa t1 >>t0 si atunci Q RSZ . In acest caz  vth  trebuie luat mai aproape de m0 .

            Se poate aprecia fluxul (puterea) optic minim ( considerand numai zgomotul cuantic care afecteaza in principal detectia simbolurilor “1” – zgomotul creste odata cu puterea optica receptionata) ce trebuie receptionat pentru un BER impus si un debit de informatie  cu simboluri echiprobabile .

            Dar   si    rezulta :

            Se observa ca :

1.      Pentru a garanta un BER puterea optica receptionata trebuie sa creasca proportional cu ;

2.      fOR min  reprezinta puterea optica ce trebuie sa fie receptionata in cazul simbolului “1” (nu medie);

3.      fOR min  este o limita cuantica sub care nu este posibila receptia cu BER impus ;

4.      Alte surse de zgomot impun un flux f’OR min > fOR min , valoarea lui f’OR min  reprezinta sensibilitatea receptorului optic ;

5.      Puterea optica medie trebuie sa fie constanta , sa nu depinda de semnalul de date.

Realizarea unei legaturi prin FO

            Cea mai mare importanta o au transmisiile numerice .

Date : , l , BER (l – lungimea liniei).

Bilantul energetic (Bugetul de putere al SOC) :

-90dBm

-60dBm

-30dBm

0 dBm

10

100

1000

Mbit/s

f0

f0E

Dioda laser

Dioda LED

PIN

APD

Limita cuantica fOR min

Sensibilitatea receptorului f’OR min

1 mW

1 μW

1 nW


            Pentru fOR  > 20 dBm intervin efecte neliniare .

            Amax atenuarile + rezerva de siguranta intre emisie si receptie.

            Sa luam un exemplu  de bilant :


SOC  140 Mbit/s

fOE   = - 15 dBm

f’OR min = - 40 dBm

Penalizare datorata dispersiei =  +3dB

Total A max = 22dB

Pierderi in FO (l = 15km) = 15 dB

Cuplaje :

   FO-FO , SO-FO , FO-RO

Siguranta    =    5 dB

                         22 dB

SOC  565 Mbit/s

fOE   = 0 dBm

f’OR min = - 40 dBm

Total  A max =  40 dB

Pierderi in 70 km de FO = 28 dB

Cuplaje                       =  6 dB

Siguranta                    =  6 dB

                                       40 dB

La debite mari : - Amax scade si deci vor fi necesare statii de regenerare mai dese ;

                             - dispersia devine dominanta datorita ISI .

            Acest calcul tine seama de dispersie introducand penalizarea datorata dispersiei. Daca apare ISI penalizarea creste, fiind necesar sa se reduca debitul .

                        Emisia optica in sistemele necoerente

            In general sursele optice (LED, LD) utilizeaza modulatia directa in sistemele OOK (foarte rar se utilizeaza modulatoare externe).

            Caracteristicile de conversie electric-optic, zgomotele asociate, distributia geometrica a puterii radiate, raspunsul la modulatie reprezinta principalele proprietati ale dispozitivelor de emisie LED are caracteristica de emisie fOE = f (iD) aproximativ liniara, stabila in timp. Comanda este relativ simpla, dar are insa largime spectrala mare, radianta scazuta si randament mic de cuplaj. Raspunsul LED-ului este de ordinul 2 ๗ 4 ns (timpul de crestere al puterii emise pentru o comanda treapta) LD cu l optima pentru FO (domeniul in care acestea au pierderi reduse si dispersie mica) , largimea spectrala redusa, putere optica importanta, randament de cuplaj ridicat, timp de raspuns scurt de ordinul 0,1 ๗ 0,2 ns . Au totusi cost ridicat si timp de viata limitat.

            Influenta largimii spectrale a sursei asupra performantelor unui SOC

            Se presupune o caracteristica spectrala a dispozitivului de emisie de tip Gaussian :

S(l)

L

0,5

1

l

l0

Daca impulsul optic emis este tot de tip Gaussian :

unde t este durata (efectiva) a pulsului emis [ns].

            La receptie (dupa propagare) s-ar obtine :

unde d(l) este timpul de propagare al componentei spectrale l . Presupunem :

d(l) = d(l0) + D(l – l0)

Rezulta :

unde   g2 = t2 + L2 D2    iar    D = d L    unde   d   este   dispersia   cromatica   in  ns / kmnm  (d scade in jurul l 1,3 ๗ 1,4 mm) . De exemplu :

l0 = 0,8 mm    L = 50 nm   d = 100 ps/kmnm

LED-urile prezinta fenomenul de intarziere cromatica (intre semnalul electric de modulatie si puterea optica).

Driver

fOE(t)

m(t)

fOE(t) = P0 m [t – dc(l)]

Comanda

icomanda(t)

fOE(t)


unde  dc(t)  reprezinta intarzierea cromatica. De obicei dispersia sursei este neglijabila in raport cu cea a FO. De asemenea , fOE  depinde de frecventa curentului de comanda si atunci la frecvente mai mari trebuie supracomandat.

icomanda(t)

fOE(t)

            In plus in sistemele cu modulatie liniara este necesara liniarizarea raspunsului optic.

            O schema generala de liniarizare a raspunsului unui LED este data in figura urmatoare :

    -

+

FO

splitter

A1

gfOE(t)

(1-g)fOE(t)

fOE(t)

A1gfOE(t)

i (t)

+

A2

m (t)

LED


            Se presupune ca LED-ul are o caracteristica de emisie de tipul :

fOE(t) = a1  i(t) + a2 i2(t) =

            A1 este transimpedanta amplificatorului monitor , iar A2 este amplificarea diferentiala a driverului.

i (t) = A2 [m(t) – A1 g fOE(t)]

            Rezolvand ecuatia in  i(t)   ecuatia de gradul 2 ce rezulta prin combinatia relatiilor de mai sus este :

            Rezulta :

de unde :

            Un castig  pe bucla de 10 reduce termenul de neliniaritate de 11 ori comparativ cu situatia fara reactie. In cazul diodelor LD caracteristica de emisie prezinta un prag .

iL max




i th

i

i

Tc

i  comanda

i pol

t

f OE(t)

P0

P

a


            Circuitul de comanda trebuie sa asigure un curent  i = i pol + i c (t)  iar circuitul tipic MPF este prezentat in continuare :

                  -

 +

PIN

i pol

V BB

- V

m (t)

LD

i com

monitor


            Acesta mentine puterea optica medie constanta ajustand dinamic ipol  , dar pastrand icom  neschimbat .

RECEPTORUL

Detectia directa

            Schema generala privind detectia directa este urmatoarea :

FO

i = tfOR

fOR(t)

Z

v = zi  =  ztfOR(t)

+


            Schema tipica a unui receptor SOC :

Ph d

Alimentare

Circuit de decizie

Extrage       ceas

date

AGC

I

II

III


            I. Este format dintr-o fotodioda si un preamplificator de zgomot redus. Ph.d converteste semnalul optic in semnal electric. Exista in principal doua tipuri de preamplificatoare : cu impedanta ridicata si transimpedanta .

G

RL

IP

CT

-G

IP

CT

RL

a.

b.


            In figura  a. se utilizeaza o rezistenta de sarcina mare  RL  pentru Ph.d   , iar CT reprezinta capacitatea totala la intrare ( a Ph.d  a preamplificatorului).

            Dezavantajul este largimea redusa de banda     care nu trebuie sa fie mai mica decat debitul de informatie. De obicei se utilizeaza un egalizator pentru a creste (a compensa) frecventele ridicate.

            In figura b. se poate realiza o sensibilitate ridicata in acelasi timp cu o banda de frecventa larga, ea fiind cel mai adesea utilizata in receptoarele SOC. Chiar daca RL este de valoare mare, ea apare la intrare dinainte de G ori rezultand o crestere de G ori a Df .

            II.  Canalul  liniar este format dintr-un amplificator principal cu castig ridicat si un FTJ. O bucla AGC pastreaza la iesire acelasi nivel chiar daca la intrare apar variatii mari . FTJ formeaza impulsurile pentru a reduce ISI .

            In general acest FTJ fixeaza banda receptorului fiind proiectat pentru a minimiza ISI. De obicei banda FTJ este mai redusa decat  ceea ce conduce la largirea impulsului receptionat care poate dura   rT  (r > 1  , ). In functie de statistica semnalului pot apare 2 r  situatii de interactiune intersimbol .(Pentru r = 3  , 2 3 = 8  posibilitati iar pentru i-2 , i-1 , i   va  rezulta  000…..111).

            FTJ poate fi astfel proiectat incat sa elimine interferenta intre simboluri corectand raspunsul intregului canal:

E

>

UE (f)

FO

UR (f)

R (f)

E (f)

H (f)

t

uR (t)

uR’ (t)

i T

(i+1)T

(i+2)T


    

            Filtrul de egalizare se proiecteaza punandu-se conditia urmatoare :

            ISI este minimizat (criteriul Nyquist) daca :

deci raspunsul impulsional va fi   hout(t) :

            De obicei se utilizeaza criteriul Nyquist largit , care impune o simetrie a caracteristicii frecventiale la  .

Hout (f)

1

.

f


           Pentru a aprecia interferenta intersimbol ISI se utilizeaza diagrama ochi (DO) , care vizualizata permite o apreciere a performantelor receptorului din punct de vedere al ISI .

DO reprezinta suprapunerea grafica a tuturor posibilitatilor (2r ) pe durata unei perioade .

Tb=

Momentul citirii

 Ideal

  Tb=

Real


            De exemplu pentru r = 3 se va obtine :



uR (t)

i - 2

i - 1

i

y

t

111

011

110

010

101

001

100

000


                        Zgomotul  in  procesul de receptie

            Zgomotul cuantic si cel tehnic afecteaza procesul de receptie, chiar daca puterea optica incidenta este constanta (Pin ) .

PIN

Receptor

Receptor

Iph

+

fOR (t)

PIN

t

Iph  (t)

IP = <Iph>

 la PIN

t

is (t)

Zgomot cuantic preponderent (este in functie de Ip )

Receptor

Receptor

Iph

+

fOR (t)

t

Iph  (t)

IP 

t

i T

Zgomot termic preponderent (nu este in functie de Ip )


                        Zgomotul  cuantic

            Iph (t) = Ip + i s (t)  unde  Ip = RPin  este curentul mediu , iar is(t)  reprezinta fluctuatiile  aleatoare  ale  curentului  ce  se  supun  statisticii  Poisson  avand  valoarea eficace ts :

unde Df reprezinta banda de frecventa efectiva a receptorului . Datorita curentului de intuneric  Id  care circula invers prin fotodioda atunci cand PIN  = 0 trebuie ca ts  sa fie modificata :

                        Zgomotul termic

            La temperatura finita electronii in conductoare se misca aleator avand de obicei pe langa componenta termica si o componenta de drift , care exista in prezenta unei tensiuni aplicate .

            Rezistenta de sarcina a fotodiodei RL produce zgomot termic :

I ph (t) = I p + i s (t) + i p (t)

Iar valoarea eficace a acestuia va fi tT . Atunci se va obtine :

unde   kB  reprezinta  constanta  Boltzman .  Aceasta  ecuatie  nu  depinde  de  valoarea medie Ip .

            Amplificatorul introduce si alte zgomote deoarece are si alte componente ( R , componente active etc.) fiind caracterizat prin factorul de zgomot  “Fn” care reprezinta de cate ori amplificatorul creste valoarea eficace tT . Atunci    va fi :

            Zgomotul total va fi:

                        Receptorul cu dioda  PIN

            Raportul semnal/ zgomot este :

            Rezulta :

unde responsivitatea PIN va fi :

            In cazurile practice unde tT >> ts  si RSZtermic  ~  se va obtine :

            RSZ poate fi crescut  prin cresterea lui RL (utilizarea unui amplificator transimpedanta la intrare ). Zgomotul termic poate fi apreciat si printr-o alta marime si anume NEP (noise equivalent power) :

            Valorile uzuale ale lui NEP sunt cuprinse intre  1 10  . Limita cuantica se obtine presupunand ca ts >> tT   si va rezulta ca :

care creste liniar cu valoarea lui PIN .

            RSZ cuantic poate fi exprimat considerand numarul de fotoni continuti de simbolul “1” :

            Daca   RSZCUANTIC 20 dB  va rezulta ca Np = 100 fotoni/bit . De exemplu la l=1,55mm  se obtine    = 1Gbit/s , Np = 100 cmn , PIN = 13 nW .

            Receptorul cu dioda APD (cu multiplicare) :

 

            Aceasta dioda poate realiza un RSZ superior fata de receptoarele cu PIN , datorita castigului intern ce multiplica cu  M  fotocurentul produs de PIN :

Ip =  M R PIN  =  RAPD PIN  ;  RAPD  =  M R

            Daca zgomotul receptorului nu este afectat de castigul intern al APD , atunci RSZ va creste de M2  ori. Acest lucru nu este adevarat , iar RSZcu APD va creste mai putin . Zgomotul termic ramane acelasi deoarece nu depinde de  Ip .

            In APD multiplicarea se datoreste generarii prin ionizare in avalansa a perechilor secundare electron-gol printr-un proces aleator. Deci  M  este  de fapt tot o variabila aleatoare , in calcule considerandu-se de fapt valoare medie . Se poate arata ca :

unde FA este factorul de zgomot in exces :

unde  kA   este un parametru  al procesului denumit coeficient de ionizare .

            FA  depinde deci de  M  si  kA ca in figura urmatoare :

M

kA=0

0,005

0,05

0,5

1

FA=M

FA

1  2   5  10   20   50   100  200  500  1000

.

.

20

10

5

2


            In general FA creste cu M ; kA trebuie sa fie mentinut la valori reduse care totusi sa permita performante ridicate ale receptorului .

unde este mai mic cu FA decat RSZlim. cuantica  la receptorul cu PIN .

            Se poate observa ca :

RSZ = f (M2)

Punand conditia ca  va rezulta ca :

Mopt 100 pentru APD cu Si   si  Mopt 10 pentru APD  cu InGaAs

                        Sisteme  optice  coerente

            Sistemele coerente au fost dezvoltate incepand din 1980. In aceste sisteme este modulata frecventa sau faza purtatoare optice iar detectia este homodina sau heterodina. Exista doua motive care fac avantajoase sistemele coerente :

         Sensibilitatea receptorului poate fi cu pana la 20 dB mai buna decat in sistemele necoerente cu modulatie in intensitate a luminii si detectia directa . Acest avantaj permite marirea distantei intre regeneratoare (Ex : ~ 100 km pentru l = 1,55 mm) ;

         Permit utilizarea eficienta a benzii de frecventa a fibrei optice. Multe canale pot fi transmise simultan prin diviziune in frecventa .

Concepte  de  baza

 

            Detectia coerenta se realizeaza ca in figura urmatoare :

Detector

Bloc electronic

Oscilator local

“LO”

wLO

fOR (t)

BC

(Beam combiner)

Date


            Campul electric asociat undei receptionate este :

iar cel al LO este :

            Presupunem ca cele doua campuri sunt identic polarizate. Photodetectorul “raspunde” la intensitatea undei luminoase    primind puterea :

unde wIF = w0 - wLO . Deci puterea totala este :

           

                        Detectia heterodina :

            Daca w0 wLO  semnalul receptionat este demodulat in doua etaje :

1.      Schimbatorul de frecventa din w0  in wIF  (~ 0,5 5 GHz );

2.      Demodulatorul care face trecerea din wIF  in banda de baza .

Detectia homodina :

 

            Daca w0 wLO  si  wIF = 0 semnalul rezulta direct in banda de baza prin schimbarea de frecventa . Curentul rezultat prin fotodetectie va fi :

unde  R  este responsivitatea detectorului .  Tipic, daca PLO >> P rezulta  ca Ps+PLO PLO. Termenul al doilea contine informatia si este utilizat in circuitul de decizie . Considerand ca fLO = fs va rezulta :

in cazul detectiei directe si :

deci puterea electrica disponibila dupa detectie va fi:

            Dezavantajul detectiei homodina se datoreste sensitivitatii la variatiile fazei. Am considerat ca fLO = fs , dar in realitate aceste marimi variaza aleator, diferenta lor fLO - fs poate fi facuta aproximativ constanta cu ajutorul unei bucle PLL optice , lucru care nu este deloc simplu.

                        Detectia  heterodina :

            Puterea electrica disponibila :

            Deci imbunatatirea sensitivitatii receptorului heterodina in raport cu detectia directa este  , (care este media cos2a = ) fata de homodina.

            Cei 3 dB castigati la homodina sunt “platiti” prin complexitatea receptorului. La heterodina poate lipsi PLL optic.

                        Formatorul de modulatie : ASK(OOK) , PSK , FSK

a)      Formatorul  ASK(OOK) : Campul electric al undei receptionate va fi :

Es(t) = As(t) cos[w0t + fs(t)]

Unde  As(t) are valorile pentru ASK OOK (on – off keying)

            In sistemele coerente fs cst. (trebuie mentinut).

            Se utilizeaza pentru emisie o dioda LD si un modulator extern (Mach-Zehnder sau un ghid optic semiconductor bazat pe electroabsorbtie). Aceste modulatoare se bazeaza pe adunarea in faza sau antifaza a doua unde care provin de la o sursa optica sau pe absorbtie comandata electric a undei ce se propaga printr-un ghid optic.

            Au fost realizate emitatoare coerente ASK de 10Gbit/s .

b)                 

“1”

“0”

“1”

Formatorul PSF : unde js = 0  pentru “1” si js = 1 pentru “0” .

Implementarea FSK necesita un modulator extern caruia i se aplica semnalul optic monocromatic continuu de la un LASER cu emisie continua (cw – continous wave)

            Utilizarea PSK impune ca faza purtatoarei optice sa  fie  extrem  de  stabila  pentru  ca  informatia sa poata fi extrasa  fara  ambiguitate  la  receptie  ( nu  sunt  admise

 variatii de faza ale emitatorului si ale oscilatorului local si largimea spectrala a radiatiei optice trebuie sa fie minima).

            DPSK nu pune conditii asa de stranse ca PSK privind largimea spectrala a semnalelor optice.

c)      Formatorul FSK :

unde  “+” sau “-“  corespund valorilor “1” sau “0” ale bitului transmis. Daca scriem :

            Se observa ca FSK poate fi privita ca un PSK in care faza creste sau scade liniar pe timpul unui bit. Alegerea lui Df depinde de largimea de banda disponibila. Largimea de banda a unui semnal FSK este :

BFSK 2Df + 2B

unde . Daca Df >> B , atunci BFSK 2Df independent de iar daca Df << B rezulta ca BFSK 2B = iar b creste .








Politica de confidentialitate

DISTRIBUIE DOCUMENTUL

Comentarii


Vizualizari: 816
Importanta: rank

Comenteaza documentul:

Te rugam sa te autentifici sau sa iti faci cont pentru a putea comenta

Creaza cont nou

Termeni si conditii de utilizare | Contact
© SCRIGROUP 2019 . All rights reserved

Distribuie URL

Adauga cod HTML in site