Scrigroup - Documente si articole

Username / Parola inexistente      

Home Documente Upload Resurse Alte limbi doc  

 
CATEGORII DOCUMENTE


AeronauticaComunicatiiElectronica electricitateMerceologieTehnica mecanica


Proiectarea unui generator de semnal sinusoidal

Electronica electricitate


loading...



DOCUMENTE SIMILARE

Trimite pe Messenger
PROPRIETATILE APARATELOR DIGITALE (NUMERICE)
DEFORMARE MAGNETICA - PROIECT
Energia Geotermala - Utilizari ale surselor geotermale in Romania
Convertoare cu aproximari succesive
Condensatorul
PORTURI SPECIALIZATE – Timer/Counter
Regimul campului magnetic
CLADIREA, VAZUTA DIN PUNCT DE VEDERE AL ASIGURARII MICROCLIMATULUI INTERIOR
Deplasari inductive I+II
INTERFATA AGP - Principiul interfetei AGP

TERMENI importanti pentru acest document

: schema redresor auto 12v : schema redresor auto : retea dublu t : sinusoidal generator :

PROIECT

la disciplina

Dispozitive si Circuite Electronice

Scopul acestei lucrari este proiectarea unui generator de semnal sinusoidal pentru domeniul de audiofrecventa.

I. Prezentare generala

Generatorul este format din urmatoarele blocuri:

     – un oscilator realizat cu un circuit Amplificator Operational avand frecventa reglabila in trepte si fin intre 30Hz si 28KHz.

     – un etaj buffer care permite reglarea amplitudinii semnalului in trepte si fin intre  3mV si 4V pe o sarcina considerata pur rezistiva si de valoare RL=50Ω

     – o sursa de alimentare stabilizata care alimenteaza Amplificatorul Operational cu o tensiune bipolara ±10V si etajul buffer.

Fig. 1. Schema bloc a generatorului de semnal sinusoidal

II. Oscilatorul

II.1. Amplificatorul Operational

Circuitul principal al generatorului este oscilatorul realizat cu amplificatorul operational cu reactie negativa. Amplificatorul operational are doua intrari: una inversoare, notata pe schema cu “-”, si una neinversoare notata pe schema cu “+“. La iesirea amplificatorului se va regasi diferenta semnalelor de la intrare, amplificata:

                                    Uies= A(Uin+-Uin-)

                                                Unde:

                                                            Uies     este tensiunea la iesirea amplificatorului

                                                            Uin+    tensiunea la borna neinversoare

                                                            Uin-     tensiunea la borna inversoare

                                                            A         amplificarea A.O.

Amplificatorul operational este de tip UA741CN, produs de ST Microeletronics in capsula DIP cu 8 pini, avand urmatorii parametri mai importanti:

Simbol

Parametru

Valoare

U.m.

Min.

Tip.

Max.

VCC

Tensiunea de alimetare

±22

V

Vid

Tensiunea de intrare diferentiala

±30

V

Vi

Tensiunea de intrare

±15

V

Ptot

Puterea disipata

500

mW

Toper

Temperatura de operare

0

+70

°C

Avd

Amplificarea de semnal mare

Vo=±10V, RL=2KΩ, Tamb=+25°C

50

200

V/mV

ICC

Curentul de alimentare

fara sarcina, Tamb=+25°C

1,7

2,8

mA

IOS

Curentul de iesire in scurt circuit

10

25

40

mA

Ri

Rezistenta de intrare

0,3

2

Ro

Rezistenta de iesire f=20KHz

2

Ω

II.2. Reactia pozitiva

Oscilatorul este format din Amplificatorul Operational cu reactie negativa si un circuit de reactie pozitiva, in functie de care sunt amplificate semnalele cu anumite frecvente, iar altele sunt atenuate.

Exista mai multe tipuri de circuite folosite in reactia pozitiva, dintre aceste vom aminti doar 3, din care vom alege una pentru realizarea proiectului. Aceste circuite lasa sa treaca semnale cu frecventa numai intr-o anumita banda de frecventa, de aceea se mai numesc si filtre trece banda, si nu introduc nici o defazare semnalului.

Pentru aceste circuite de o importanta deosebita sunt expresiile functiei de transfer β(ω) si frecventa de lucru. Si defazarea este importanta, insa asa cum am precizat defazarea in cazul acestor circuite este nula, fiind folosite pe intrarea neinversoare a amplificatorului operational, care deci nu introduce nici el defazare. Exista si circuite formate din celule care au rol de filtru trece jos sau trece sus – lasa sa treaca semnalele cu frecventa mai mica, respectiv mai mare decat frecventa de lucru –, care introduc o defazare de 180° si care se conecteaza pe intrarea inversoare a amplificatorului, astfel incat cu defazarea suplimentara de 180° introdusa de amplificator, la iesire semnalul sa fie in faza cu semnalul de la intrare.

Functia de transfer este definita ca raportul dintre tensiunea de la iesirea si tensiunea de la intrarea circuitului , in timp ce frecventa de lucru este definita, in cazul filtrelor trece banda, drept frecventa la care functia de transfer are un maxim global.

II.2.1. Reteaua dublu gamma

Schema retelei dublu gamma este:

Fig. 2. Retea dublu gamma

Functia de transfer a acestui circuit este:

     

     

       unde astfel

      , deci

       si deci expresia functiei de transfer este: .

Modulul functiei de transfer este dat de relatia: .

Maximul functiei se obtine cand a doua paranteza se anuleaza de sub radical se anuleaza, adica pentru , de unde .

In cazul particular R1 = R2 = R si C1 = C2 = C relatiile devin:

      , ,

Fig. 3. Caracteristicile de transfer si faza pentru reteaua dublu gamma

II.2.2. Reteaua dublu T

Reteaua dublu T este formata din doua celule T, asa cum se poate vedea si din schema:

Fig. 4. Reteaua dublu T

Functia de transfer a acestui circuit este:

       unde

                   si

La frecventa caracteristica ω0 functia de transfer devine:

     

Se disting 3 cazuri in functie de valorile pe care le ia parametrul k:

·         k<0,5 – functia de transfer este reala si negativa la frecventa de lucru, circuitul comportandu-se ca un filtru trece banda

·         k=0,5 – functia de transfer este 0, deci apare o rejectie completa a semnalului

·         k>0,5 – functia de transfer este reala si pozitiva, circuitul se comporta ca un filtru opreste banda

Datorita complexitatii sporite nu vom alege pentru proiectarea oscilatorului reteaua dublu T ci o retea Wien.

II.2.3 Reteaua Wien

Reteaua Wien, este cel mai folosit circuit RC pentru reactia pozitiva din oscilatoare.

      

Fig. 5. Reteaua Wien

Functia de transfer a retelei Wien are expresia:

     

                         modulul acesteia fiind:

                         care prezinta un maxim de valoare  pentru

In cazul particular in care R1 = R2 = R si C1 = C2 = C relatiile devin:

      , ,

In proiectarea oscilatorului vom folosi acest caz particular deoarece rapoartele  si  trebuie sa fie constante si asta ar face acordul oscilatorului mai dificil.

Fig. 6. Caracteristicile de transfer si faza a retelei Wien

De o importanta deosebita sunt si aspectele legate de impedantele de intrare si iesire ale retelei Wien , care trebuie sa satisfaca anumite relatii impreuna cu impedantele de intrare , respectiv de iesire ale amplificatorului . Aceste relatii sunt legate de conditiile de idealitate in care a fost dedusa analitic caracteristica de transfer a retelei . In aceste conditii de idealitate , impedanta de iesire a amplificatorului (considerat ca generatorul care ataca reteaua) a fost considerata nula , iar impedanta de  intrare la borna neinversoare a amplificatorului (considerata ca sarcina a retelei Wien) a fost considerata infinit de mare (reteaua in gol). Cum aceste valori nu pot fi obtinute practic , se va cauta ca rezistentele de intrare , respectiv iesire ale amplificatorului sa satisfaca conditiile de idealitate prin inegalitatile:

                   Ramplificatoriesire<< RWienintrare

                   Ramplificatorintrare>>RWieniesire

Se calculeaza analitic impedantele de intrare ale retelei Wien la w0:

                        RWienintrare=3R

                  

                        RWieniesire=

Astfel se va proiecta oscilatorul, astfel incat conditiile de mai sus sa fie indeplinite. Realizarea unei retele Wien a carei frecvente f0 sa poata fi reglata in cazul nostru pe aproape trei decade (30Hz-28kHz) se va face prin introducerea , in locul rezistentelor din retea a unor rezistente variabile intre Rmin si Rmax astfel incat

                   fmin>  si fmax<.

Cum introducerea doar a rezistentelor variabile nu este eficace in cazul gamei largi de frecvente , se vor folosi 3 condensatoare pe fiecare decada.

Fig. 7. Reteaua de reactie pozitiva

Astfel asa cum se poate observa si din schema retelei de reactie pozitiva se foloseste un comutator care face trecerea intre cele 3 benzi, in timp ce potentiometrul stereo realizeaza reglajul fin. Potentiometrul stereo este alcatuit din doua potentiometre cu aceeasi valoare a rezistentei, atezate pe acelasi ax, astfel incat la orice moment cele doua potentiometre sa aiba aceeasi valoare.

II.2.4. Proiectarea Retelei Wien:

Am impartit asadar, gama 30Hz..28kHz in trei benzi alese in felul urmator:

·   Banda I:30Hz…300Hz

·   Banda II:300Hz…3KHz

·   Banda III:3KHz…28KHz

Am ales benzile astfel incat sa fie acoperit cat mai facil domeniul de frecvente dat.

Potentiometrul stereo care realizeaza reglajul fin se produce in putine valori de aceea suntem nevoiti sa incepem proiectarea retelei plecand de la alegerea acestuia. Vom alege un potentiometru cu valoarea de 10KΩ cu o toleranta de ±5%. Potentiometrele cu pelicula de carbon prezinta o variatie destul de mare cu temperatura a rezistentei, avand un coeficient ce poate ajunge la –1200ppm/°C, ceea ce se traduce intr-o crestere a tolerantei cu inca 5% in gama de temperaturi 0–60°C. Astfel in calcule vom considera ca potentiometrul are o toleranta de 10% care astfel acopera variatia maxima a valorii rezistentei.

Vom proiecta acest circuit pentru cazurile cele mai defavorabile, folosind rezistente din seria E96, care prezinta o toleranta de ±1% si condensatoare din seria E12, care prezinta o toleranta de ±10%. Folosim aceste componente ce prezinta tolerante mici pentru o precizie cat mai mare a reglajului si pentru o departare cat mai mica de la frecventele minima si respectiv maxima alese pentru fiecare banda.

In cazul cel mai defavorabil frecventele de sus si respectiv de jos ale benzii sunt date de relatiile:

 respectiv

                  unde:

fMax este frecventa maxima din banda

fmin este frecventa minima din banda

RMax este valoarea maxima a rezistentei

Rmin este valoarea minima a rezistentei

                           CMax este valoarea maxima a condensatorului

R si C sunt valorile nominale are rezistentei respectiv condensatorului

Plecand de la aceste formule prin calcule se ajunge la ecuatia:

                          

                           in care inlocuind  se ajunge la o ecuatie de ordinul I in R, din care putem afla valoarea lui R:

                          

Din acest rezultat observam ca R nu se modifica la schimbarea benzii deoarece atat fmin cat si fMax cresc de 10 ori si raportul ramane aproximativ constant. Ceea ce ne permite sa calculam valoarea rezistentei, iar pentru modificarea benzii se vor schimba valorile capacitatii condensatorului C.

Astfel din calcule, pentru banda I rezulta R=793Ω valoare pe care o obtinem prin inserierea unei rezistente de 750Ω cu una de 43Ω, ambele cu toleranta ±1%. Se observa ca aceasta valoare respecta conditiile de idealitate, deci mai departe putem considera amplificatorul operational ca fiind ideal.

Banda I: 30…300Hz

                   Calculam condensatorul retelei Wien plecand de la :

                                    din care rezulta C=602nF.

                   Alegem trei condensatoare ceramice multistrat, puse in paralel, avand valorile 470nF, 100nF si 33nF. Toleranta lor este de ±10% si aceeasi toleranta o va avea si gruparea.

Pentru acest caz : si

Pentru cazul in care R si C au valorile nominale: si , deci banda de frecvente propusa este atinsa.

Banda II: 300Hz…3KHz:

, deci C=60,2nF

Alegem trei condensatoare ceramice multistrat cu valorile de 47nF, 10nF si 3,3nF intr-o grupare derivatie.

In cazul in care R si C au valorile nominale si , deci banda de frecvente propusa este atinsa.

Banda III: 3KHz…28KHz:

, deci C=6,45nF

Alegem patru condensatoare intr-o grupare derivatie: 2 condensatoare ceramice multistrat de 4,7nF si respectiv 1,5nF si doua condensatoare ceramice disc cu valorile e 100pF, respectiv 150pF

In cazul in care R si C au valorile nominale si , deci banda de frecvente propusa este atinsa.

Dupa cum se observa in cazul cel mai defavorabil benzile se continua astfel incat sa fie acoperita intreaga gama de frecvente, iar in cazul in care componentele au valori apropiate de cele nominale benzile se suprapun. Astfel toate frecventele din gama sunt atinse indiferent de valoarea componentelor aflate in toleranta specificata de producator.

II.4. Reteaua negativa

Fig. 8. Reteaua de reactie negativa

Acest circuit este realizat cu un tranzistor TEC-J si are rolul de a mentine amplificarea circuitului la valoarea 3 atunci cand semnalul la iesire este de 4V, in conformitate cu relatia lui Barkhausen. Atunci cand semnalul de iesire tinde sa creasca , amplificarea circuitului scade, iar cand semnalul scade, amplificarea creste.

Pentru tensiuni de drena-sursa mici (mai mici de 0,4V pentru tranzistoarele de mica putere) tranzistorul se comporta ca o rezistenta dependenta de tensiunea VGS:

 cu

Reactia negativa este realizata folosind un divizor de tensiune format din R16 si R15+rd unde rd este rezistenta canalului tranzistorului TEC-J, care asa cum am expus mai sus este dependenta de tensiunea VGS in anumite conditii.

Vom folosi un tranzistor BF256 cu VT=2V, IDSS=10mA.

Daca VGS­=KVo , (K subunitar) atunci rd este o functie crescatoare de Vo.

Tensiunea VGS se obtine din tensiunea sinusoidala de la iesire, folosind un redresor monoalternanta (realizat cu dioda D12 de tip 1N4148) cu filtru capacitiv (R16, C18), astfel incat pentru foR16C18>>1 rezulta VGS=KVo.

Daca alegem  rezulta VGS=0,4V si rd=125Ω. Amplitudinea tensiunii drena-sursa se determina cu expresia:

 si tinand cont ca VDS<0,4V rezulta R15=330Ω, iar din conditia R­16=2(R15+rd) rezulta R16­=910Ω.

Alegem R18=10KΩ si din conditia filtrului capacitiv f0R18C18>>1 rezulta C18=470μF. Potentiometrul R18 are dublu rol in acest circuit, facand parte din filtrul capacitiv si in acelasi timp din el se realizeaza reglajul tensiunii grila-sursa a tranzistorului pentru ca rezistoarele R15 si R16 sa aiba valori standardizate.

Imediat dupa alimentarea cu tensiune continua a oscilatorului V0=0V si rd=rd0=100Ω, ceea ce inseamna ca amplificarea este mai mare de 3,  ceea ce inseamna ca oscilatorul indeplineste conditia pentru aparitia oscilatiilor. Dupa ce tensiunea de la iesire ajunge la 4V, rezistenta canalului tranzistorului creste la 125Ω si este indeplinita conditia lui Barkhausen, ceea ce inseamna ca semnalul nu va mai creste in tensiune. Daca ar creste semnalul de iesire la V0=6V, atunci VGS=0,6V si din formula dependentei rezistentei canalului de tensiunea grila-sursa, rd= 143Ω si amplificarea scade la 2,92 ceea ce inseamna ca amplitudinea oscilatiilor scade pana se revine la 4V.

Fig. 10. Oscilatorul cu punte Wien si reactie negativa cu TEC-J

III. Bufferul

III.1. Atenuatorul

Atenuatorul este un circuit realizat cu celule „pi”, al carui rol este de a permite reglarea in trepte si fin a amplitudinii semnalului preluat de la oscilator. Schema acestui circuit este cea de mai jos:

Fig. 11. Atenuatorul cu celule „pi”

Atenuatorul trebuie sa permita reglarea amplitudinii intre 3mV si valoarea maxima a semnalului de la oscilator, 4V. Pentru aceasta am impartit gama in 3 benzi astfel:

·         Banda I: 4V…400mV

·         Banda II: 400mV…40mV

·         Banda III: 40mV…3mV

Asa cum se poate observa si din schema rezistentele R21…R25 formeaza un divizor de tensiune in trepte decadice. Aceste rezistente realizeaza reglajul in trepte a tensiunii, in timp ce potentiometrul R20 si rezistentele R26…R29 formeaza inca un divizor de tensiune, care insa permite reglajul fin al amplitudinii semnalului. Acest divizor ia tensiunea de la primul divizor, care reprezinta tensiunea maxima a benzii alese si o micsoreaza pana la tensiunea minima a benzii data de rezistentele R26…R29.

Am plecat la proiectarea atenuatorului de la alegerea rezistentei R25 de 1KΩ, de pe care se va prelua tensiunea de 40mV. Stiind ca aceasta provine din tensiunea de 400mV, divizata prin 10, am calculat cealalta rezistenta din divizor, care trebuie sa fie de 9 ori mai mare decat R25 deci trebuie sa aiba 9KΩ, valoare obtinuta prin inserierea unei rezistente de 6,8KΩ cu una de 2,2K.

Tensiunea de 400mV se obtine din cei 4V furnizati de oscilator tot printr-un divizor cu raportul de divizare . Tensiunea de 400mV se culege de pe rezistentele R23+R24+R25 care insumate dau 10KΩ si deci cealalta rezistenta a divizorului trebuie sa aiba valoarea 90KΩ, valoare obtinuta din doua rezistente inseriate de 82KΩ si 8,2KΩ. Astfel s-a obtinut un divizor de tensiune in 3 trepte cu rapoartele de divizare de  si .

Pentru cel de-al doilea divizor, din care se face reglajul fin, se alege un potentiometru de 10KΩ. Stim ca atunci cand cursorul potentiometrului este la minim, tensiunea la iesirea atenuatorului este chiar tensiunea maxima a gamei, adica tensiunea data de primul divizor. Cand potentiometrul are cursorul la maxim, deci rezistenta maxima, tensiunea la iesirea atenuatorului trebuie sa fie minima, in acest caz :

       unde U1 este tensiunea de la iesirea atenuatorului

                                          U2 este tensiunea maxima din gama

                                          R este valoarea rezistentei fixe din divizorul de tensiune

                                          P este valoarea potentiometrului in cazul cel mai defavorabil

Din aceasta ecuatie se scoate R si se obtine:

·         Banda I R=1KΩ, astfel tensiunea minima la iesirea atenuatorului in cazul cel mai defavorabil este de 400mV, iar in cazul in care componentele au valorile nominale tensiunea este de 364mV

·         Banda II R=1KΩ, si tensiunea minima in cazul cel mai defavorabil este de 40mV si in cazul in care componentele au valori nominale de 36,4mV

·         Banda III R=720Ω, obtinuta din doua rezistente de 620Ω si 100Ω inseriate. Tensiunea minima in cazul cel mai defavorabil este de 2,96mV, iar in cazul in care componentele au valorile nominale tensiunea este de 2,69mV

III.2. Bufferul

Bufferul este un etaj de amplificare care are rolul de a realiza adaptarea de impedanta intre iesirea atenuatorului si rezistenta de sarcina. Aceste etaj este necesar deoarece sarcina, considerata pur rezistiva, are o valoarea mica  – 50Ω – si in consecinta la valoarea maxima a amplitudinii semnalului prin aceasta va trece un curent cu o amplitudine de 80mA, mult peste valoarea curentului pe care oscilatorul o poate genera, care este de maxim 25mA cand iesirea acestuia este scurtcircuitata.

Acest etaj este realizat cu un tranzistor in conexiune colector comun, despre care se stie ca se comporta din punct de vedere al impedantelor de intrare si iesire ca un amplificator ideal de tensiune, are impedanta de intrare mare si impedanta de iesire mica, dar are amplificarea in tensiune apropiata de 1, si amplificarea in curent mare. Aceste caracteristici face acest etaj ideal pentru scopurile propuse.

Fig. 12. Bufferul cu tranzistor in conexiune colector comun

Asa cum se poate observa si din schema tranzistorul Q31 este in conexiune colector comun, in timp ce tranzistorul Q32 formeaza o sursa de curent constant care variaza cu cel mult ±8% in gama de temperaturi 0°C – 60°C. Sursa de curent compensata cu temperatura este importanta data fiind variatia puternica a parametrilor tranzistorului cu temperatura care ar afecta stabilitatea circuitului si ar putea duce in anumite cazuri la intrarea in blocaj sau saturatie a tranzistorului Q31.

Pentru a pastra la iesire forma sinusoidala a semnalului de intrare se impune o functionare a tranzistorului Q31 in regiunea activa normala. Pentru a se evita intrarea in blocare se impune ca IC>Ic, iar pentru a evita intrarea in saturatie trebuie ca VCE>Vce+VCEsat, unde IC si VCE sunt valorile din punctul static de functionare, iar Ic si Vce sunt amplitudinile semnalului pentru curentul de colector respectiv pentru tensiunea colector-emitor.

Cum  si Vce=VO conditiile pentru punctul static de functionare devin:

Alegem punctul static de functionare in IC=100mA si VCE=5V. Pentru alegerea tipului de tranzistor se are in vedere ca:

     

     

     

Cunoscand acestea alegem un tranzistor de audiofrecventa BC337-40 produs de Motorola avand principalii parametri:

Simbol

Parametru

Valoare

U.m.

Min.

Tipic

Max.

VCES

Tensiunea colector-emitor

50

V

VCEO

Tensiunea colector-emitor

45

V

VEBO

Tensiunea emitor-baza

5

V

ICM

Curentul de colector maxim

1

A

IB

Curentul de baza

100

mA

Pd

Puterea maxima disipata

625

mW

hFE

Amplificarea

250

400

630

fT

Frecventa de taiere

100

MHz

Sursa curent va fi realizata cu acelasi tip de tranzistor polarizat in acelasi punct static de functionare. Trebuie determinate valorile rezistentelor R33, R34 si RE astfel incat in punctul static de functionare curentul de colector sa nu varieze cu mai mult de 8% in gama de temperaturi aleasa. Limitele impuse au rolul de a asigura functionarea tranzistorului Q31 in regiunea activa normala in toata gama de temperaturi si de asemenea variatiile reduse ale curentului de colector se traduc intr-o variatie redusa a parametrilor tranzistorilor.

Din schema de curent continuu se observa ca:

                 

Din catalog rezulta la T=T0 si IC=100mA, βF=400 cu o dispersie intre βFm=250 si βFM=630 si VBE=0,7V cu o dispersie tehnologica de la VBEm=0,6V la VBEM=1,1V.

IC este maxim cand βF are cea mai mare valoare, iar VBE valoarea cea mai scazuta. La T=TM din calcule se obtin urmatoarele valori pentru βF si VBE:

     

     

Similar IC este minim la temperatura Tm cand βF este minim si VBE este maxim:

Fig. 13. Circuit pentru calculul punctului static de functionare

 
     

     

Din aceste relatii prin scadere rezulta ecuatia:

       din care rezulta:

       in care punand conditia ca ICM sa fie cu 8% mai mare decat IC si ICm cu 8% mai mic decat IC se calculeaza RBB=568Ω. Se aleg valorile standard pentru R34 si R­33 910Ω si respectiv 1,5KΩ. Aceleasi valori le vor avea si rezistentele R31 si R­32 care polarizeaza tranzistorul in conexiune colector comun.

RE rezulta din conditia ca pe ea sa nu cada o tensiune mai mare de VCE de 50Ω si data fiind valoarea sa mica puterea disipata Pd=5V·0,1A=0,5W.

Tensiunea de alimentare a circuitului este: .

Cu aceste date rezulta ca IC variaza intre 104,5mA si 88,6mA. Se observa ca pentru valoarea minima este indeplinita conditia ca tranzistorii sa nu intre in blocare.

Calculele de curent alternativ presupun mai intai calculul parametrilor hibrizi:

      , dat din catalog

     

     

Rezistenta de iesire a sursei de curent constant ne da:

     

     

     

     

Din aceste date numerice rezulta ca circuitul indeplineste conditiile de regim dinamic cerute etajelor de iesire. Fara a modifica forma si marimea semnalului aplicat la intrare etajul realizeaza o transformare de rezistenta care ii permite sa fie atacat in tensiune si respectiv sa se comporte la bornele sarcinii ca un generator de tensiune.

Fig. 14. Schema atenuatorului cu buffer

IV. Sursa de alimentare

Sursa de alimentare  va asigura cele doua tensiuni de alimentare pentru amplificatorul operational si tensiunea de alimentare pentru etajul de amplificare final, direct de la reteaua de 220V. Sursa este formata asa cum se vede si din schema bloc dintr-un transformator care coboara tensiunea de la retea la 12V pentru sursa amplificatorului operational, respectiv 18V pentru alimentarea bufferului. Aceasta tensiune este transformata din curent alternativ in curent continuu in etajul de redresare si filtrare si apoi este stabilizat pentru a evita variatia tensiunii cu sarcina.

Fig. 15. Schema bloc a sursei de alimentare

  

IV.1. Transformatorul

Rolul transformatorului este de a reduce tensiunea furnizata de reteaua de curent electric la valorile necesare pentru circuitul de redresare.

Transformatorul va fi confectionat din tole “E+I” care au cotele  standard in figura:

Fig. 16. Dimensiunile tolei STAS economice (E+I)

 

In proiectarea transformatorului vom pleca de la urmatoarele date initiale:

Simbol

Parametru

Valoare

U.m.

U1

Tensiunea retelei de curent electric

220

V

f

Frecventa retelei de curent electric

50

Hz

U21

Tensiunea din secundarul 1

18

V

I21

Curentul din secundarul 1

200

mA

U22,U23

Tensiunile din secundarul 2

12

V

I22, I23

Curentii din secundarul 2

50

mA

Folosind aceste date se calculeaza parametrii transformatorului pentru varianta de proiectare „fara izolatie intre straturi”.

Puterea totala absorbita din secundar: P2=U21I21+2U22I22=18·0,2+2·12·0,05=4,8W

Puterea absorbita din primar pentru η=0,85:

Sectiunea miezului magnetic:

Numarul de spire pe volt necesare:

Numarul de spire din primar:

Numarul de spire din cele 2 secundare:

                                                               

Curentul din infasurarea primara:

Diametrele conductorilor de bobinaj: din primar:

din secundar:

Se aleg diametrele standardizate: d1=0,1mm; d21=0,3mm; d22=0,15mm

Ariile ocupate de infasurari in fereastra tolei pentru tehnologia „fara izolatie intre straturi”:

                 

                 

Aria totala ocupata de infasurari este At=A1+A2=1,117cm2

Dimensiunea tolei este si se aleg tole STAS E8

Grosimea pachetului de tole este

Numarul de tole necesare este

A rezultat un transformator cu urmatorii parametri:

Marimea

Primar

Secundar 1

Secundar 2

Tensiunea:

220Vef

18Vef

2X12Vef

Curentul:

9,09mA

200mA

50mA

Puterea

5,65W

3,6W

1,2W

Diametrul conductorului

0,1mm

0,3mm

0,15mm

Marimea lui “a”

16mm

Suprafata sectiunii miezului

2,56mm2

IV.2. Redresorul si filtrul:

 

 Schema propusa:

Fig. 17. Etajul de redresare si filtrare

 

Pentru redresare folosim 2 punti W10M care suporta maxim 1,5A si o tensiune maxima de 100V, iar condensatoarele de filtraj vor fi de 2200μF cu tensiunea maxima de 16V pentru C33 si C34 si respectiv 24V pentru C35.

IV.3. Stabilizatoarele

Pentru etajul de stabilizare vom folosi stabilizatoare serie cu reactie negativa, fara amplificator  de eroare. Acest gen de etaj de stabilizare ofera un raport pret calitate optim, oferind o stabilizare buna cu un numar foarte mic de componente.

In aceste circuite cresterea tensiunii de iesire (datorita cresterii tensiunii de intrare sau scaderii curentului de sarcina) produce o scadere a curentului in elementul de control, un tranzistor, care produce o crestere a tensiunii pe acesta, care reduce din tensiunea de la iesire.

Vom realiza 3 stabilizatoare, pentru fiecare tensiune pe care sursa trebuie sa o furnizeze circuitele diferind.

Circuitele pentru tensiunile de +10V si –10V au schemele de mai jos:

Fig.18. Stabilizatoarele pentru tensiunile +10V, respectiv –10V

Din schema se poate observa ca tensiunea de iesire este diferenta dintre tensiunea ce cade pe dioda zenner si VBE: . Pentru tranzistorul BC107 ales in acest circuit, cat si pentru complementarul acestuia BC177, tensiunea VBE este de aproximativ 0,7V, in consecinta vom alege diode zenner de 11V, astfel incat la iesire sa avem o tensiune .

Pentru tranzistorul BC107B hfe are valori tipice de 300, deci curentul de baza pentru un curent de colector de 50mA este: , iar prin dioda trece un curent tipic de 11,5mA, deci prin rezistenta R42 va trece un curent de 11,67mA si pe ea va cadea o tensiune  de 2V. Putem deci calcula valoarea acestei rezistente: . Vom alege valoarea standardizata 180Ω. In acest caz puterea disipata de rezistenta va fi de deci putem folosi un rezistor de 0,25W si toleranta ±1%.

Asa cum se poate observa din schema am introdus si un LED care sa indice prezenta tensiunii, caz in care LED-ul va lumina, sau a unui eventual scurtcircuit, caz in care LED-ul nu va emite lumina.

Pentru calculul rezistentei R41 vom pleca de la curentul ce trece prin LED si care trece si prin rezistenta si care are valoarea de 20mA. Pe rezistenta cade o tensiune , deci rezistenta trebuie sa aiba valoarea  si vom alege o rezistenta de 360Ω din seria E96, cu toleranta de ±1%. Puterea disipata de aceasta rezistenta este de 146mW deci putem folosi o rezistenta de 0,25W.

Calculele sunt valabile pentru ambele stabilizatoare. Trebuie insa refacute calculele pentru stabilizatorul de 15V,  care are schema de mai jos:

Fig.19. Stabilizatorul pentru tensiunea de 15V

 

Fig.19. Stabilizatorul pentru tensiunea de 15V

 


In acest caz pe rezistenta cade o tensiune de 2,3V si prin ea trece un curent de 8,7mA, deci

valoarea ei este 264Ω si alegem valoarea standardizata de 270Ω.

Prin R45 trece un curent de 20mA si pe ea cade o tensiune de 12V, deci valoarea ei este de 600Ω si alegem valoarea standardizata 620Ω din seria E96.

Fig.20. Schema sursei de alimentare

Text Box: Fig.21. Oscilatorul cu etajele de atenuare si buffer

Text Box: Fig. 22. Cablajul Imprimat


V. Lista de componente

2 condensatoare electrolitice 1000u/16V

1 condensator electrolitic 100u/16V

1 condensator electrolitic 470uF/10V

2 condensatoare electrolitice 2200uF/16V

1 condensator electrolitic 2200uF/24V

2 condensatoare ceramice multistrat 4,7n

2 condensatoare ceramice multistrat 1,5n

2 condensatoare ceramice disc100p

2 condensatoare ceramice disc 150p

2 condensatoare ceramice multistrat  47n

2 condensatoare ceramice multistrat 10n

2 condensatoare ceramice multistrat 3,3n

2 condensatoare ceramice multistrat 470n

2 condensatoare ceramice multistrat 100n

2 condensatoare ceramice multistrat 33n

2 diode tip 1N4148

3 LED

2 diode zenner       Z11V

1 dioda zenner Z15V

1 mufa       BNC

2 punti redresoare W10M

3 tranzistori BC337-40

1 tranzistor BF256

1 tranzistor BC107B

1 tranzistor BC177B

1 rezistenta 100/1W/5%

3 rezistente 910/0,25W/1%

2 rezistente 1.5K/0,25W/1%

2 rezistente 750/0,25W/1%

1 potentiometru mono  10K

1 potentiometru stereo  10K

1 rezistenta 330/0,25W/1%

1 rezistenta 82K/1%

1 rezistenta 2K2/1%

2 rezistente 1KΩ/1%

1 rezistenta 620/1%

2 rezistente 360/0,25W/1%

1 rezistenta 100/1%

1 rezistenta 6K8/1%

1 rezistenta 8K2/1%

2 rezistente 180/0,25W/1%

1 rezistenta 620/0,25W/1%

2 rezistente 43/0,25W/1%

1 rezistenta 270/0,25W/122

1 circuit integrat UA741

2 comutatoare rotative cu 3 pozitii

VI. Concluzii

Asa cum se poate vedea si din lista de componente montajul este usor de realizat practic si la un pret mic.

Din punct de vedere al fiabilitatii, principalele componente care sufera modificari in timp sunt potentiometrele. La acestea se pot slabi lagarele care tin axul potentiometrului, sau se poate deteriora suprafata de pelicula de carbon si valoarea nominala sa se schimbe.

VII. Bibliografie

1.      „Analiza circuitelor electronice de la functie catre dispozitiv”, Prof. Dr. Ing. Dragos Dobrescu, Ed. Printech, 2004

2.      „Dispozitive si circuite electronice”, Conf. Dr. Ing. Dan Dascalu si colectivul, Ed. Didactica si Pedagogica,

3.      „Dispozitive si circuite electronice –  culegere de probleme de proiectare”

4.      „Componente electronice pasive – rezistoare”, Paul Svasta, Virgil Golumbeanu s.a. Ed. Cavallioti, 2005

5.      „Componente electronice pasive – probleme”, Paul Svasta, Virgil Golumbeanu, s.a. Ed. Cavallioti, 2004

DISTRIBUIE DOCUMENTUL

Comentarii


Vizualizari: 1643
Importanta: rank

Comenteaza documentul:

Te rugam sa te autentifici sau sa iti faci cont pentru a putea comenta

Creaza cont nou

Distribuie URL

Adauga cod HTML in site

Termeni si conditii de utilizare | Contact
© SCRIGROUP 2014. All rights reserved