UNIVERSITATEA POLITEHNICA
BUCURESTI
COLEGIUL UNIVERSITAR TEHNIC
NR.2
SPECIALITATEA COMUNICATII
PROIECT
DE DIPLOMA
CUPRINS
1.
Introducere
2.
Locul si rolul tehnic al unui sistem de semnalizare de abonat si de linie
3.
Studiul tehnico-economic al solutiilor posibile pentru un receptor de tip
DTMF
4.
Conditii tehnice pentru solutia adoptata
5.
Proiectarea unor subansamble specifice
receptorului DTMF
5.1.
Proiectarea FTJ si FTS directionale de la intrarea receptorului DTMF
5.1.1.
Proiectarea FTJ directional
5.1.1.1.
Proiectarea unui FTJ cu patru celule
5.1.1.2.
Proiectarea FOB
5.1.2.
Proiectarea FTS directional
5.1.2.1.
Proiectarea unui FTS cu patru celule
5.1.2.2.
Proiectarea FOB
5.2.
Proiectarea unuia din cele 8 FTB din cadrul receptorului DTMF
5.2.1.
Proiectarea FTJ din cadrul FTB
5.2.1.1.
Proiectarea unui FTJ cu trei celule
5.2.1.2. Proiectarea FOB din
FTJ
5.2.2. Proiectarea FTS
din cadrul FTB
5.2.2.1 Proiectarea FTS cu trei celule
5.2.2.2. Proiectarea FOB din
FTS
6.
Caracteristicile de frecventa ale circuitelor selective proiectate
6.1. Caracteristica de frecventa a
filtrului trece-jos directional
6.2. Caracteristica de frecventa a
filtrului trece-sus directional
6.3. Caracteristica de frecventa a
filtrului trece-banda (1477 Hz)
7.
Realizarea unui receptor DTMF cu circuit integrat specializat
7.1.
Scurta prezentare a receptorului DTMF specilalizat MT 8870 D-1
7.2.
Aplicatie de receptor DTMF cu circuitul MT 8870 D-1
CONCLUZII
BIBLIOGRAFIE
I. INTRODUCERE
In
plin avant economic si tehnico-stiintific, la sfarsitul secolului XX s-a impus
extinderea retelelor de telecomunicatii,in
vederea vehicularii unei cantitati mai mari de informatie, cu viteze si
niveluri calitative superioare celor existente. Astazi, pe plan mondial , sunt
puse la dispozitia utilizatorilor, din ce in ce mai multe si mai variate
mijloace de comunicatie. Acestea sunt indinspensabile marilor si micilor
intreprinderi, administratiilor si bancilor , pentru a schimba date, a
transmite corespondenta sau a consulta
bazele de date.De asemenea in locuintele particulare si-au facut aparitia noi
mijloace pentru satisfacerea unor servicii nebanuite cu un deceniu in urma,
servicii care sporesc confortul de fiecare zi.
Proliferarea acestor
servicii nu poate avea loc fara instalarea si functionarea retelelor de
telecomunicatii , retele care trebuie sa satisfaca toate cerintele
utilizatorilor ei.
Reteaua
de telecomunicatii reprezinta ansamblul de mijloace care asigura
transmiterea la distanta a informatiilor intre doi utilizatori cu ajutorul
semnalelor electrice.
Comunicatiile
se pot realiza cu ajutorul informatiilor care pot fi de urmatoarele tipuri : sunete :voce sau muzica , imagini :fixe sau
mobile, texte sau date.
In
domeniul telecomunicatiilor pot fi deci incluse : telefonia (transmisia de voce), radiocomunicatiile (transmisia de voce si muzica ), radio-telefonia mobila (transmisiile
telefonice intre terminale mobile utilizand comunicatiile radio si reteaua
telefonica ), videotelefonia (transmisia de voce si
imagini ), televiziunea(transmisiile
de imagini mobile si sunete), teleinformatica ( tratarea si transmiterea
datelor la distanta).
·
Cele mai importante inovatii
in tehnologia comunicatiilor, aparute in ultimele decade, s-au petrecut in microelectronica,software si filere optice.
Acestea au influientat dezvoltarea retelei de telecomunicatii prin intermediul
telefoniei digitale , a retelelor de date cu comutare de circuite si comutare
de pachete, a retelei numerice cu intregararea serviciilot (ISON) si a retelei
de radio-telefonie mobila celulara.
Microelectronica a cunoscut o evolutie remarcabila concretizata prin :
·
cresterea densitatii de
intregrare;
·
realizarea de circuite
de telecomunicatie specializate (ex: circuite pentru interfete de linii
analogice/digitale pentru controlul semnalizarilor, etc.);
·
inegrarea pe scara
foarte larga cu asigurarea unei viteze de prelucrare foarte mari;
·
micsorarea costurilor circuitelor electronice;
Software-ul pentru sistemele de telecomunicatii reprezinta o
componenta stabila care determina eficacitatea tuturor proceselor : conceptie
si executie , instalare, exploatare si intretinere, satisfacerea cerintelor de
utilizator. Cresterea complexitatii software-ului pentru
echipamentele de telecomunicatii impune perfectionarea continua a tehnologiei
de elaborare a software-ului si a tehnicilor de programare.
Referitor
la tehnologia de elaborare a software-ului (dezvoltare, exploatare, report si
gestiune SW ) se inregistreaza o orientare spre suporturi de procese
inteligente si de automatizare a proceselor de laborare a documentatiei,
programelor si bazelor de date, asigurand evident respectarea standardelor.
Se
impune de asemenea cresterea resurselor umane prin formarea de echipe de
conceptie care sa sigure respectarea marilor cerinte de calitate ,pret si
intarziere in comercializarea produselor pentru a face fata concurentei
furnizorilor traditionali de echipamente informative.
Transmisiile pe fibre optice au
cunoscut de asemenea o evolutie spectaculoasa.Banda de frecventa care poate fi
transmisa pe fibrele optice este enorma (10*7 Mbit*km/s) . Capacitatea de
transmisie pe fibrele optice este de 100 000 ori mai mare in comparatie cu
undele electromagnetice.
Capacitatea
de transmisie este in prezent limitata de rata de conversie a traductoarelor
electrico-optice si de componentele electronice. In prezent se dezvolta noi
tehnologii pentru a realiza circuite integrate optoelectronice, amplificatoare
optice, matrici de comutatie optice.
Transmiterea
informatiilor optice permite imbunatatirea performantelot tehnice si economice.
Din
punctul de vedere al cerintelor de
telecomunicatii se inregistreaza o diversificare
a serviciilor solicitate: telefonie conventionala, video-telefonie,acces
rapid la documente, date si procesare
a datelor, acces la mijloace inteligente,
mobilitate.In orice caz, performantele telecomunicatiilor
sunt in principal determinate de retea, prin
sistemele de comutatie sau transmisie.
In
cadrul sistemelor de telecomunicatii, o atentie deosebita s-a acordat retelei
telefonice, avand in vedere ca prin intermediul acestei retele se vehiculeaza
cea mai mare cantitate de informatie duplex , si cunoaste cel mai ridicat numar
de utilizatori. Indiferent de natura clientilor sai, persoane fizice sau
juridice, institutii sau organizatii , reteaua telefonica trebuie sa satisfaca
cerintele tuturor categoriilor de utilizatori prin asigurarea unor niveluri
calitative ridicate ,timp de acces si de deservire cat mai redusi, la un raport
intre pret si calitate satisfacator.
II. LOCUL SI ROLUL TEHNIC AL
UNUI SISTEM DE SEMNALIZARE DE ABONAT SI DE LINIE
Principalul obiectiv al retelei de telecomunicatii este acela de a schimba mesaje vocale de
date video sau de alta natura, intre utilizatorii acesteia. Pentru indeplinirea
acestor sarcini retelele de telecomunicatii sunt alcatuite in principal din
trei componente :
·
statiile si
echipamentele terminale;
·
mediile de transmisie cu
echipamentele aferente lor (amlificatoare, codificatoare, receptoare,
emitatoare,etc.) ;
·
entitati complexe (hard
si soft) de comutare si semnalizare;
Comutatia este activitatea prin care pe
baza de selectie mesajele sunt directionate catre statiile si
terminalele utilizatorilor specificati. Pentru ca aceasta activitate sa se
poata desfasura este necesara existenta unei activitati suplimentare numita semnalizare. Aceasta este o schimbare
de mesaje de control si comanda intre cele doua componente(statii si terminale)
.
Semnalizarile din
reteaua de comutatie se clasifica dupa
mai multe criterii. Din punct de vedere al canalului de transmisie utilizat,
semnalizarile pot fi:
·
semnalizari
asociate(care folosesc canalele de transmitere a mesajelor);
·
semnalizari pe canal
semafor(folosesc canale speciale in acest scop);
Cand
transmisia este analogica, semnalizarea asociata poate fi in banda daca
spectrul de frecventa utilizat este cuprins in banda utilizata (pentru care
canalul se preteaza foarte bine) sau in afara benzii, in caz contrar.
In
cazul transmisiei digitale, semnalizarile sunt codate numeric si pot utiliza
unul sau mai multi biti din cadrul intrevalului de timp alocat mesajului (canal
virtual de comunicare sau circuit virtual), sau un anume bit dintr-un interval
de timp(canal virtual de semnalizare) destinat special semnalizarilor.In primul
caz avem semnalizari in canal virtual de comunicare, (echivalentul semnalizarii
in banda de la transmisii analogice), iar in al doilea caz semnalizari in afara
canalului virtual de semnalizare.
Transmiterea
semnalizarilor se face prin intermediul liniilor de legatura din retea;din
acest motiv, aceasta activitate trebuie sa se adapteze caracteristicilor
electrice ale mediilor de propagare. In cazul retelelor ce utilizeaza transmisia
analogica, semnalizarile se impart in :
·
semnalizari in curent continuu;
·
semnalizari in frecventa.
Semnalizarile in curent continuu
reprezinta un caz special de
semnalizare analogica in afara benzii. Ele se
intalnesc atat pe liniile de abonat cat si pe trunchiurile dintre centrale.
Linia de abonat analogic reprezinta o bucla care este alimentata de la bateria
centralei prin intermediul unei interfete de abonat, ca in Figura II.1.
Z 
I.A Centrala
Pereche
torsadata
TERMINAL Cu 0,4ś0,8
mm I.A
Interfata de
abonat
FigII1. Semnalizarea in curent continuu
Pe
baza potentialelor (curentilor) determinate de activitatea contactului k
centrala supravegheaza starea buclei (deschisa daca microreceptorul este in
furca, si inchisa in caz contrar), sau receptioneaza impulsurile provenite de
la discul de numerotare (adresare).Necesitatea respectarii unui curent minim de
alimentare, precum si a detectarii corecte a impulsurilor de numerotare
limiteaza lungimea liniilor de abonat la cativa Km.
Pe
trunchiurile de legatura intre centralele de comutatie se utilizeaza mai multe forme
de semnalizare in curent continuu precum : schimbarea polaritatii(reverse
battery), curent mareśmic , impulsuri, s.a.Ele se folosesc la detectarea schimbarilor
de conditii ce au loc de obicei la partea chematoare( capul de origine) sau
partea chemata(capul de destinatie).
Semnalizarile
intalnite in retelele ce utilizeaza transmisia
digitala multiplexata in timp, sunt atat de tipul in canal virtual de
comunicare cat si in afara canalului virtual de comunicare.
CVn CVn+1
CVn CVn+1
J.I
J.E
A
B
Fig II.2. Semnalizarea in canal virtual de comunicare
CVn CVn+1 CV semnalizare
J.I J.E
A
B
Fig II.3. Semnalizarea in afara
canalului virtual de semnalizare
-simbol binar de
semnalizare
-simbol binar utilizat de mesaj
J.I
-sectiune de intrare
JE
-sectiune de iesire
CV
-canal virtual
Semnalizarile
digitale ce folosesc cai de transmisie digitala ale mesajelor se numesc
semnalizari digitale in banda. Avand aceleasi caracteristici cu cele a
mesajelor digitalizate (modulate numeric) acest gen de semnalizari benificiaza
de aceleasi posibilitati de transmisie
la mare distanta(sute de Km) pe cabluri inzestrate cu repetoare sau prin unde
radio.
Legaturile la mare distanta se realizeaza si prin
transmisiuni analogice ce satisfac in special banda utila a mesajelor. Din
acest motiv, semnalizarile ce utilizeaza astfel de linii analogice cuprind, pe
langa mediile de propagare, echipamente de emise-receptie, regeneratoare , amplificatoare, etc., acestea
desfasurandu-se in banda mesajelor prin intermediul unor tonalitati. In general
se utilizeaza perechi de tonalitati pentru fiecare simbol. Acest procedeu
permite folosirea de coduri detectoare de erori si reduce sansa generarii
accidentale de catre semnalele vocale.
In
cazul terminalelor telefonice aceasta tehnica poarta numele de Dual Ton Multi
Frecventa(D.T.M.F.) , si consta in transmiterea simultana, pentru fiecare
simbol de pe claviatura, a doua tonalitati alese din doua grupe distincte de
catre patru frecvente fiecare. Acest nou mod de semnalizare intre terminal si centrala a rezultat din dezavantajele pe
care le avea sistemul de semnalizare clasic cu disc de apel si impulsuri in
curent continuu. Aceasta intrerupere in curent continuu a buclei de abonat
pentru scurte perioade, corespunzatoare
numarului solicitat, este cunoscuta sub forma de semnalizare prin
deconectarea buclei si in multe tari, sistemul functioneaza cu 10 impulsuri pe
secunda, cu o pauza de 60*2/3 milisecunde si impulsuri de 33*1/3 milisecunde.
Semnalul de eliberare produs de inchiderea postului abonatului se realizeaza
prin desfacerea buclei de abonat si se distinge ca tip de semnalizare de
pauzele dintre impulsurile de disc prin durata sa mai mare, in general, decat
cateva sute de milisecunde. In Figura II.4. sunt prezentate conditiile de
linie.
66*2/3 ms
33*1/3ms
>20 ms
angajare cifra 3 transmisa pauza cifra
2 transmisa eliberare
conditii in c.c.,circuit terminat de disc interdigit de disc
Fig II.4
Conditii de semnalizare de la un disc
telefonic
Pentru
semnalizarea pe trunchiuri (intre centre de comutatie) se recurge la un cod 2
din 6 (5) frecvente .Transmisia se poate realiza cu sau fara confirmare.In
primul caz simbolurile sosite la destinatie sunt returnate sursei pentru a-i
confirma corecta lor receptionare, precum si pentru a se informa cu
posibitatile destinatarului de a indeplini actiunile cerute (stabilirea unei
conexiuni, etc ).In al doilea caz, detectarea erorilor se realizeaza numai la
destinatie, necesitand echipamente mult mai complexe. Acest dezavantaj este
compensat insa de cresterea vitezei de transmitere.
Semnalizarile
de supraveghere sunt unitonale;pentru a evita generarea lor de catre mesajele
vocale(ceea ce ar conduce , de exemplu, la indicarea unui canal pe care se
vorbeste ca fiind neutilizat), trebuie la detectie sa folosim filtre F.T.B.
inguste a caror realizare practica ridica deseori probleme. Suplimentar , se
introduce o intarziere in luarea deciziei pentru a se asigura ca frecventa
semnalizarii persista pe o durata minima impusa.
Prezenta acestor filtre afecteaza transmisiile analogice,
in special pe cele de date, aproape in aceeasi masura in care semnalizarea in
C.V. de comunicare, perturba transmisiile digitale. Pentru a evita acest
neajuns, precum si pentru a oferi semnalizarilor capacitati sporite de
transmisie, se dezvolta retele speciale dedicate semnalizarilor pe canal
semafor. Capacitatea unui astfel de canal depaseste cu mult nevoia
de semnalizare corespunzatoare unui trunchi, chiar in conditiile cresterii
numarului de semnalizari implicate de un serviciu. De aceea , pentru
activitatile de pe mai multe trunchiuri, se aloca un singur canal semafor.
Aceasta concentrare a semnalizarilor a condus la disocierea acestora de caile
de comunicatie. Astfel, semnalizarile intre doua noduri de comutatie, nu
utilizeaza in mod necesar aceleasi trasee ca si apelurile ,mesajele, etc. ,
clientii retelei in general.
Alte tipuri de semnale
utilizate in semnalizarea telefonica sunt :
Semnalul de acceptare este
de fapt inceputul semnalului de disc.Un terminal liber este indicat de
inceputul semnalului de apel.
Semnalul de raspuns este marcat de
incetarea semnalului de acceptare.
Semnalizarile de jonctiuni intr-o centrala telefonica semnalele de
control pot fi clasificate in doua categorii:
·
semnale de linie care
controleaza angajarea , raspunsul si intreruperea unui apel;
·
semnale de registru (sau
semnale de intrare) care sunt folosite in timpul angajarii apelului.
Intr-un sistem telefonic
se folosesc de regula doua tehnici de transmitere a acestor semnale, deoarece
semnalele de linie pot fi transmise in orice moment al apelului, dar semnalele
de registru sunt transmise doar in faza de stabilire a legaturii. De asemenea
semnalele de registru contin mai multre informatii decat semnalele de linie.
Aplicarea principiului subdiviziunii functionale a dus deseori la obtinerea
unor subsisteme pentru semnalele de linie si de registru. In acest caz , subsistemul pentru semnalizarea
de linie este conectat permanent la jonctiunea de linie, pe cand sistemul
pentru linie si de registru este conectat nimai la cerere (anumite semnale de linie indica momentul
cand subsistemele de registru sunt necesare). Cel mai simplu mod de a transmite
semnalele de registru este sa se foloseasca semnale de deconectare a buclei si
sa le transmitem cu ajutorul sistemului de semnalizare de linie.Aceasta metoda
este larg folosita, dar este lenta si are un alfabet limitat la 10 digiti
zecimali. O tehnica de transmisie mai rapida si mai flexibila si care este
folosita pe scara larga este semnalizarea in multifrecventa (m.f.c.). Exista
deja un numar de astfel de sisteme in functiune in lume, dar toate folosesc
combinatii de doua frecvente in banda, selectate din 5 sau 6 frecvente
posibile. Aceasta conduce la un alfabet de 10 pana la respectiv 15 digiti
posibili. De notat ca semnalele de multifrecventa pentru semnalizarea de
jonctiuni folosesc toate combinatiile posibile din cinci sau sase tonuri, fata
de un ton dintr-un grup de patru tonuri si unul din altul, ca in cazul
semnalizarii intre terminal si discul de comutare. De asemenea, frecventele
utilizte sunt diferite in cele doua cazuri.
Sistemul de semnalizare
elaborat de Bell Laborators pentru a fi folosit ontre centralele de comutatie
din America de Nord, a carui versiune internationala este cunoscuta la
C.C.I.T.T. sub denumorea de sistemul R1, foloseste sase frecvente. In reteaua
nationala sunt folosite 12 din cele 15 combinatii posibile. Cele doua semnale
peste cei 10 digiti zecimali sunt folosite pentru a indica inceputul si
sfarsitul secventei digitilor. Detectarea cu o buna siguranta a semnalului este
posibila cu impusuri de 60 milisecunde si pauze de 80 milisecunde, astfel ca
cei 10 digiti ai codului de rutare pot fi transmisi in 12*120 ms, adica mai
putin de 1,5 secunde.
In sistemul
international R1, toate cele 15 semnale digitale sunt folosite.
Un sistem mai recent,
asa cum a fost definit de C.C.I.T.T. este sistemul R2. Acesta produce o
semnalizare bidirectionala de mare capacitate si este destinat a fi folosit si
in sistemul national si international. In sistemul R2, frecventele sunt la
distantele de 120 Hz intre ele si sunt in domeniile:
1380
la 1980 Hz, pentru semnalizarea inainte
540
la 1140 Hz, pentru semalizarea inapoi
Semalizarea
inapoi permite un repertoriu mult mai larg pentru semnalele de control.
Sistemul de semnalizare R2 contine posibilitatea deplasarii, care determina o
crestere si mai mare a repertoriului de semnalizare.
In
cazul sistemului de semnalizare intre abonat si centrala (intre treminal si
sistemul de comutare), se foloseste un sistem de codare diferit de cel folosit
pentru semnalizarile intre centrele de comutatie, asa numitul sistem D.T.M.F.
(Dual Ton Multi Frecventa). Specificul acestui sistem il constituie formarea
cifrei de apel prin combinatia a doua frecvente transmise simultan in linie. La
receptie, un echipament specializat va transforma aceste combinatii de
frecvente in cod binar si va comanda prin intermediul registrului de selectie
si a campului de comutatie, trimiterea semnalului de apel catre abonatul
chemat.
Semalele
transmise in linie, corespunzatoare formarii numerelor de la tastatura, constau
in perechi de tonuri. Cifrele corespunzatoare numarului format sunt codificate
prin intermediul unor combinatii de frecvente din spectrul vocal. Cele opt
frecvente sunt impartite in doua grupuri: de frecvente joase, LG (Low Group), si de frecvente inalte,
HG (High Group), in combinatii
intrand cate o frecventa din fiecare grup.
Primul
grup (LG) cuprinde frecventele de 697, 770, 852 si 941 Hz, iar al doilea
grup frecvantele de 1209, 1336, 1477 si
1633 Hz. Rezulta in final 16 posibilitati de perechi de tonuri, dintre care
unele pot fi folosite si pentru semnale de control aditionale. Uneori, cand se
folosesc numai 10
sau 12 butoane, frecventa de 1633 Hz este omisa.
In practica, se construiesc receptori DTMF care recunosc perechile de tonuri de
40 milisecunde. Permitand 40 milisecunde pauza intre digiti, este posibil un
debit de aproximativ 12 digiti/secunda.
Combinatiile de frecvente
utlizate in semalizarea DTMF sunt date in
tabelul II. 1:
|
|
PERECHE
DE FRECVENTE
|
CIFRA
REPREZENTATA
|
|
|
LG
|
HG
|
|
|
|
697
|
1209
|
1
|
|
|
697
|
1336
|
2
|
|
|
697
|
1477
|
3
|
|
|
697
|
1633
|
-
|
|
|
770
|
1209
|
4
|
|
|
770
|
1336
|
5
|
|
|
770
|
1477
|
6
|
|
|
770
|
1633
|
-
|
|
|
852
|
1209
|
7
|
|
|
852
|
1336
|
8
|
|
|
852
|
1477
|
9
|
|
|
852
|
1633
|
-
|
|
|
941
|
1209
|
*
|
|
|
941
|
1336
|
0
|
|
|
941
|
1477
|
#
|
|
|
941
|
1633
|
-
|
LG = Low Group (grupul de frcvente joase)
HG = High Group (grupul de frecvente inalte)
Tabelul II.1 Frecvente utilizate in semnalizarea
DTMF si combinatiile lor
Repartizarea perechilor de tonuri pentru fiecare
taste a telefonului este mai
clar
evidentiata in Figura II.5
1209 Hz 1336 Hz 1477 Hz
697 Hz 1 2 3
770 Hz 4 5 6
852 Hz 7 8 9
941 Hz * 0 #
Butoane
utilizate pentru functiuni speciale
Fig II.5
Schema si codul de frecvente pentru un telefon cu claviatura
Sistemul
de semnalizare DTMF, prin avantajele
sale (viteza de transmisie mare a cifrelor, siguranta ridicata in functionare,
s-a impus net in defavoarea celui clasic cu intreruperea buclei de abonat.
Sistemul
clasic are o probabilitate mare de eroare
a formarii unui numar si o viteza scazuta de transmitere a numarului
catre centrala, ceea ce s-a transpus in practica prin folosirea pe scara tot
mai larga a echipamentelor de semnalizare DTMF.
Structura
unui sistem de transmisie/receptie DTMF este complexa, el putand fi realizat
sub forma integrata sau semiintegrata, dupa cum filtrele sunt cu capacitati
comutate sau cu amplificatoare operationale in structura de filtre active.
Modul
in care au evoluat sistemele de semnalizare multifrecventa , precum si cateva
solutii posibile pentru realizarea unui echipament de receptie DTMF sunt
prezentate in capitolul care urmeaza.
III. STUDIUL TEHNICO-ECONOMIC AL SOLUTIILOR POSIBILE
PENTRU UN RECEPTOR DE TIP DTMF
Inca
din 1957 , compania Bell Telephone Manufacturing a fost inclusa in CCITT
(Comitetul Consultativ International de Telegrafie si Telefonie) pentru a creea
specificatiile initiale ale inregistrarii sistemului multifrecventa R2.
Ulterior , multe alte organizatii si Administratii au pus in aplicare
echipamente telefonice care foloseau doua sau mai multe frecvente pentru a
transmite informatii la abonat sau a permite schimb de informatii la centrala.
Urmare a acestor eforturi timpurii , o evolutie dramatica s-a produs in
tehnologie , in metodele de proiectare si in fabricarea componentelor.
Primul
echipament, construit in 1958 , folosea tranzistoare cu germaniu si circuite
foarte simple de filtrare. Cativa ani mai tarziu, o multitudine de plane de
control , au fost introduse , dar circuitele au fost mai degraba complexe, si
foloseau componente discrete. Mai recent, filtrele active au fost realizate cu
bobine, rezultand un cost mai redus si echipamente mult mai compacte.
In
ultimele doua decenii, memoriile RAM(read -only memory) au devenit in mare
masura disponibile si o alta revolutie importanta s-a produs in acest
domeniu.Aceste memorii au dat posibilitatea ca filtrarea sa se ridice la
performantele calculelor matematice, de aceea astfel de sisteme de filtrare de
mare calitate pot fi astazi realizate destul de ieftin. Proiecte de filtre care
in trecut solicitau mai mult de o suta de bobine au devenit acum practice; mai
mult, astfel de filtre au importante proprietati cum ar fi : caracteristici cu
pante foarte abrupte, faza lineara si intarzieri de grup minime. Alte avantaje
sunt acelea ca se pot realiza filtre multibanda, si ele pot fi multiplexate. De
asemenea aceasta metoda ofera multe posibilitati noi pentru a elabora si alte
metode de control.
In
concluzie, tehnica filtrelor cu raspuns la impuls infinit ofera noi echipamente
in cod multifrecventa (MFC) , cu performante de transmisie imbunatatite, la un
cost rezonabil care pot fi folosite cu standardele hardwere pentru
R2,R1,Socotel,No5,tastatura,etc.
Principiul filtrului digital FIR:
De baza sunt doua tipuri de filtre digitale :
·
cu raspuns la impuls
infinit (IIR infinite impulse response) sau filtre recursive;
·
cu raspuns la impuls
finit (FIR finite impulse response) sau filtre recursive;
Primele
pot introduce o oarecare instabilitate sau probleme de toleranta datorita
erorilor de rotunjire produse de multiplicare. Deoarece filtrul FIR este
nerecursiv (nu are poli) el e conditionat stabil.
In
Figura 1 este data schema unui filtru FIR ce incorporeaza un registru de
deplasare. Esantioanele PCM (pulse code modulation ) intra in registrul de
deplasare cu o frecventa de tact egala cu frecventa de esantionare. Semnalul la
fiecare priza a registrului este multiplicat cu un coeficient constant si
rezultatele sunt adunate pentru a obtine semnalul de iesire din filtru.
Fig III. 1. Schema filtrului digital FIR bazat
pe un registru de deplasare
In
aceasta schema, un nou esantion intra in registru, si la fiecare impuls de tact
rezulta un nou semnal de iesire, dar la fel ca intrarea , semnalul de iesire
este un semnal esantionatdar cu un spectru de frecventa diferit.
Raspunsul in frecventa al sirului poate
fi calculat folosind transformata Z
H(Z)=C0
+C1Z-1 + C2Z-2 + + CnZ-n
unde:
Z - exp(jwT)
w -
frecventa in radiani s-1
T - intervalul de esantionare (125ms pentru PCM)
C0,
C1, C2,, Cn -
coeficientii filtrului ca in Fig. 1
Coeficientii
filtrului au fost calculati folosind metoda Cerbasev. Raspunsul in
frecventa al filtrului poate fi modificat foarte simplu prin modificarea
coeficientilor si a lungimii filtrului,(adica numarul de prize de la registrul
de deplasare- cu cat filtrul este mai lung, cu atat se pot obtine pante mai
abrupte ale raspunsului in frecventa). Astfel se pot realiza filtre cu multiple
benzi de trecere si de oprire.
Desi schema din Figura 1 , e
relativ simpla, ea nu a fost niciodata realizata practic. In mod normal,
tehnica aratata in Figura 2 este folosita, functional este ca cea din Figura 1,
dar e mult mai potrivita pentru realizarea hardware.
Fig II. 2.
Realizarea practica a filtrului digital FIR.
Toti coeficientii sunt inmagazinati
in memoria programabila ROM (read only memory) numita banca de coeficienti.In
Figura 1 fiecare esantion de intrare este inmultit consecutiv cu fiecare
coeficient intr-o perioada egala cu n cadre. Iesirea
este suma celor n+1 consecutivi termeni, toti fiind adunati simultan.
In
Figura 2 fiecare esantion de intrare este imediat inmultit cu toti coeficientii
din banca de coeficienti si cele n+1 rezultate sunt insumate (acumulate) in n+1
locatii de memorie RAM (random acces memory).
Fiecare
acumulator de memori individual (sau locatie RAM) in final contine suma
rezultatelor a n+1 esantioane consecutive inmultite cu n+1 coeficienti. Dupa ce
rezultatul final este extras (dupa insemnarea rezultatului pentru coeficientul
n+1) , un acumulator este resetat, astfel ca poate incepe o noua acumulare (
insumare). Acelasi proces se intampla in toate sumatoarele , dar decalat in
timp, astfel ca se obtine un flux continuu de iesiri (rezultate).
Avantajele
medodei a doua, Figura 2, comparativ cu prima ,Figura 1, sunt:
- este
cerut un singur multiplicator;
- harware-ul
filtrului poate fi utilizat in timp divizat de mai multe filtre prin cresterea
vitezei si marimii bancii de coeficienti si de acumulatori cu un factor egal cu
numarul de filtre.
- hardware-ul
filtrului poate fi utilizat in timp, divizat de mai multe filtre prin cresterea
vitezei si numarului de acumulatoare cu un factor egal cu numarul canalelor de
intrare.
- daca
o iesire nu este ceruta pentru fiecare intrare noua rata de repetitie la iesire
poate fi scazuta cu un anumit factor, prin urmare scad viteza si numarul de
acumulatoare de acelasi numar de ori.
In
acest mod, receptorul digital propus lucreaza in modul cu timpul divizat pentru
16 canale de intrare cu 16 filtre pe canal; sunt disponibile 512 acumulatoare.
Rata de repetitie la iesire e valabila si depinde de legatura filtrului. De
exemplu pentru registrul de deplasare cu 128 prize, rata de repetitie este de 8
ms.
LOGICA
DE DECIZIE
Dupa
iesirea din filtre e necesara o evaluare pentru a verifica daca semnalele
cerute sunt prezente si in anumite limite specificate. Decizia daca un semnal
(in general o pereche de frcvente) e prezent sau nu depinde de o multime de
criterii aplicate iesirilor din filtrele digitale) . Acest set de criterii este
desigur diferit pentru fiecare tip de semnalizare. Pentru semnalizarea R2 se
pot rezuma urmatoarele :
- sunt
cele doua iesiri maxime din filtre in domeniul de nivele cerut ?
- este
diferenta de nivel intre cele doua iesiri maxime nu prea mare ?
- aparitia
sau disparitia semnalului persista pentru un timp suficient de lung (adica nu e
un fenomen tranzistoriu ?)
- cele
doua iesiri maxime corespund la o combinatie de frecvente valida ? La care
dintre ele corespund cele doua iesiri ?
- produc
imitatiile de semnale multifrecventa datorate secventelor intermediare un
raspuns in cele doua filtre adiacente (alaturate) ?
- este
acceptabil raportul semnal/zgomot calculat ?
Numai
daca toate aceste criterii sunt indeplinite se modifica iesirea din logica de
decizie.
Logica
de decizie este diferita dupa cum este vorba de detectia aparitiei sau
dispozitiei semnalului. In mod normal criteriile care genereaza dispozitia sunt
mai putin stringente (adica au limite mai largi) decat cele pentru recunoasterea
in scopul evitarii detectiei semnalelor intrerupte cand o mica perturbatie are
loc (de exemplu fluctuatile de nivel sau un varf de semnal).
Pentru
semnalizarile R1 si Nr.5 , logica de decizie este similara pentru R2. Pentru
semnalizarile cu taste , functia principala a logicii de decizie este sa
asigure imunitate buna la voce. Pentru Socotel, logica de decizie ia in
considerare ca fie o pereche de frecvente poate fi primita, sau numai frecventa
de confirmare. Indiferent de aceste diferente, variatele sisteme de semnalizare
folosesc acelasi hardware deoarece logica de decizie este standardizata.
TEHNOLOGIA
Receptoarele
multifrecventa digitale (Figura 8) sunt construite intr-un bloc independent
avand 16 canale de intrare pe doua placi imprimate. O placa contine partea de
filtre digitale iar cealalta logica de decizie si circuitul de ceas.
Logica
de decizie este de fapt un mic microprocesor cu memorie PROM asociata ale carei
2048 de linii de 24 biti continand programul firmware. El poate fi programat pentru
mai multe tipuri de semnale multifrecventa cum sunt R1, R2, si Nr.5 , Socotel
si DTMF. Estimarea puterii este facuta tot de microprocesor.
Receptoarele
digitale au propriile generatoarele de tact. Ele folosesc un ceas extern
distribuit de 8 MHz si impulsuri de sincronizare pentru a sincroniza
divizoarele cu ceasul centralei.
Partea
de filtre numerice lucreaza in timp divizat pentru 256 de filtre (16 filtre pe
canal). Daca este un semnal PCM care e pseudologaritmic, este convenabil sa
folosim un multiplicator logaritmic. Convertorul PCM-logaritmic va corecta
semnalul PCM pentru a obtine un adevarat semnal logaritmic. Banca de
coeficienti contine coeficienti logaritmici . Dupa multiplicarea logaritmica,
semnalul este convertit intr-o forma lineara inainte de a fi acumulat.
Banca
de coeficienti este de fapt dubla si poate fi comutata cu un bit extern de
mod ; aceasa este folosita in semnalizarea R2 pentru receptionarea semnalelor
inainte sau inapoi. Banca de coeficienti este o memorie PROM in care coeficientii
corespunzatori tipului de semnalizare, pot fi memorati. Receptorul este
prevazut si cu intrare pentru impulsuri de disc , astfel ca se poate analiza un
receptor combinat DTMF/puls.
Lungimea
filtrului si rata de repetitie a iesirii filtrelor este variabila si controlata
tot de catre microprocesor.
Fig III. 6 Receptor digital multifrecventa pentru 16
canale.
PERFORMANTELE SISTEMULUI
In sistemele multilplex ,
performantele pot fi exprimate prin mai multi factori. In
opinia noastra doi factori importanti determina calitatea echipamentului:
sensibilitatea la zgomot si rata de imitatie. De obicei ambii factori sunt in
conflict unul cu altul si trebuie realizat un compromis. Orice echipament sau
tehnologie are o solutie de compromis optima. In cazul de fata problema este
cat de mult zgomot pote tolera echipamentul multifrecventa inainte ca reteua
sa-si piarda functia de transmitere corecta a informatiilor.
SENSIBILITATEA
LA ZGOMOT
Nu
se cunoaste exact cate surse de zgomot exista, dar pentru semnalizarea
telefonica DTMF cea mai importanta este vocea umana care intra in microfon in
perioadele dintre formarea cifrelor de la tastatura de catre abonat. Pentru
semnalizarile intre registre, cele mai importante surse de zgomot sunt
centralele, in special daca apelul trece prin echipamente de comutatie
electromecanice. Oricare ar fi sursa, zgomotul distorsioneaza semnalul
multifrecventa aparand digiti suprapusi sau dublatii. Sensibilitatea la zgomot
a receptorului este nivelul zgomotului raportat la nivelul semnalului
receptionat, fara a exista vreo interactiune intre ele.
IMITAREA
SEMNALELOR
Zgomotele
si vocea pot de asemenea imita semnalele multifrecventa. Pentru sistemele de
semnalizarede la tastatura, rata de imitatie este specificata de CEPT
(Conferinta Europeana de Posta si Telecomunicatii ). Pe de alta parte ,
semnalizarile R2 depind mai mult de Administratiile nationale si de
performantele existente in retelele de telecomunicatii. In Belgia de exemplu,
se face o foarte buna verificare a ratei de imitatii deoarece semnalizarea
multifrecventa este folosita pentru a transmite informatii de taxare, astfel ca
greselile sunt raportate.
Nu
s-au standardizat liste de laborator pentru performantele sistemelor
multifrecventa, deoarece nu exista inca specificatii sau standarde de referinta
pe deplin acceptate de CEPT si CCITT.
Zgomotul
aparut in retelele din intreaga lume depinde de multi factori. In cazul
semnalizarii telefonice de la tastatura, vocea este zgomot; de asemenea trebuie
luate in considerare diferentele intre limbi. Intr-adevar in acest tip de
aplicatii, zgomotul de la mai multe surse intra in aport. In semnalizarea
interregistrii o multime de contacte sunt folosite; uscate sau ude, acestea
interfera cu semnalizarea . Deoarece in practica foarte rar, sau deloc,
retelele respecta specificatiile referitoare la zgomot, este important de
cunoscut recomandarile privitioare la imitatii , unde nivelul de zgomot
acceptabil este cat mai mare posibil.
In
orice caz, cum s-a mentionat deja, pentru orice echipament trebuie obtinut un
compromis optim intre sensibilitatea la zgomot si rata de imitatie a
semnalului.
O
incercare de imbunatatire a ratei de imitatie face ca receptorul sa devina mult
prea sofisticat.
Deoarece
in lume exista mai multe standarde internationale, in Belgia exista benzi
inregistrate in conditii extreme care sunt folosite ca benzi de test.
Procedurile si metodele de test pentru semnalizarea de la tastatura si
interregistre este foarte asemanatoare:
pentru semnalizarea telefonica cu tastatura rezultatele sunt date in
tabelul III.1.
Tabel III.1.
|
|
Rata de imitatie
|
Raportul
semnal/zgomot
|
|
Specificatii CEPT
|
46
|
20 dB
|
|
Receptor digital BTM
|
27
|
5 dB
|
1) Rata de imitatie este numarul de imitatii trecute prin echipament cand I se plica 100
ore de vorbire luate de pe o linie normala.
2) Raportul semnal/zgomot este diferenta minima in
dB, intre nivelul semnalului si nivelul zgomotului; pentru aceasta este necesar
sa evitam interferenta cu semnalul.
3) Aceste rezultate de fapt sunt bazate pe un
prototip de receptor de semnalizare de la tastatura in cod DTMF.
Solutia
de receptie DTMF prezentata pana acum este
una de varf si ea nu poate fi
implementata practic decat in laboratoare de specialitate, folosind o tehnica
de varf si un inalt grad de pregatire a personalului. Exista si solutii mai
simple, a caror punere in practica este mult mai usor de realizat, necesitand
cunostinte tehnice mai putine si care se pot construi cu componente discrete de
larg consum, usor de procurat. Bineinteles, performantele tehnice sunt net
inferioare solutiei propuse anterior, dar scopul principal al acestei lucrari -
anume acela de a intelege rolul si functionarea unui receptor DTMF - poate fi
mai usor de indeplinit.
Asadar, vom incerca
proiectarea receptorului DTMF folosind urmatoarea schema bloc :
Fig III. 7 Receptor DTMF cu filre
active si 8 canale.
Descrierea schemei
Semnalul DTMF intra mai intai in grupul
de filtre directionale FTJ si FTS, care imparte frecventele in doua grupuri: HG
(High group) si LG (Low group). Dupa aceasta urmeaza un set de 8 F.T.B.,
fiecare avand secventa centrala una din cele 8 frecvente utilizate in
receptionarea DTMF. Fiecare F.T.B. este urmat de un detector care realizeaza
detectia frecventei corespunzatoare fiecarui filtru in parte. Detectoarele sunt urmate de catre un F.T.S. pentru a elimina eventualele
frecvente inalte sau produse de intermodulatie, aparute in urma procesului de
demodulare. Toate iesirile F.T.S. intra apoi intr-un decodor, care pe baza
combinatiilor starilor de pe intrarile sale va da la iesire un cod binar
corespunzator perechii de tonuri aplicate la intrarea receptorului DTMF.
Filtrele
folosite sunt structuri de filtre active cu amplificatoare operationale si pot
avea o multitudine de forme de realizare. Detectoarele folosite pot fi
detectoare de amplitudine sau frecventa de tipul comparatoare- lor sau
circuitelor P.L.L..
IV. CONDITII TEHNICE PENTRU SOLUTIA ADOPTATA
Pentru
o corecta functionare, un receptor DTMF trebuie sa indeplineasca o serie de
parametri , specificati si in cataloage. O corecta decodificare a perechilor de
tonuri, in codul binar corespunzator cifrei respective, se poate face numai
daca receptorul recunoaste exact perechile de tonuri primite. Aceasta este
realizata cu ajutorul unor filtre care pot fi implementate sub diverse forme
;rezulta de aici necesitatea asigurarii unor caracteristici foarte bune pentru
acestea cu atenuari suficient de mari pentru a elimina orice posibilitate de
receptionare eronata a perechilor de
frecvente.
In
cazul unor filtre cu pante mai putin abrupte, semnalele vocale cu frecvente
apropiate de cele folosite de sistemul DTMF pot fi interpretate de receptor ca
fiind corecte si decodificate ca atare, conducand la erori. Se pune deci
problema realizarii unor filtre performante, cu caracterisici cat mai abrupte,
la preturi si gabarite cat mai mici. Tinand cont si de unele specificatii de
catalog, au rezultat urmatoarele caracteristici tehnice pentru solutia
adoptata:
- FTJ
si FTS directionale de la intrare vor trebui sa introduca o atenuare de 40 dB
fata de grupul de frecvente vecin, ca in fig IV. 1.
[dB]
0 FTJ
FTS
-10
-20
-30
-40
[Hz]
697 941 1209 1633
Fig IV. 1. Caracteristicele
idealizate ale FTJ si FTS
- FTB vor trebui sa introduca o
atenuare de 20 dB fata de frecventele vecine frecventelor centrale ca in fig
IV. 2.
[dB]
0
-5
-10
-15
-20
[Hz]
1336 1477 1633
Fig IV. 2. Caracteristica idealizata
pentru un FTB (pentru f= 1477 Hz)
In cele ce urmeaza, vom proiecta
aceste filtre avand in vedere parametrii tehnici mentionati anterior, dar
urmarind si obtinerea unui gabarit si cost acceptabile.
V. PROIECTAREA
UNOR SUBANSAMBLE SPECIFICE RECEPTORULUI
DTMF
5.1. Proiectarea
F.T.J si F.T.S directionale de la intrarea
receptorului DTMF
5.1.1.
proiectarea F.T.J.( filtrul trece-jos directional)
Dupa
cum este specificat in cataloage, FTJ si FTS directionale de la intrare trebuie
sa asigure o rejectie cu 40 dB fata de grupul de frecvente vecin. Vom incerca
realizarea filtrului cu ajutorul celulelor trece-jos directionale de gradul doi
de tip Butterwarth.
Schema
unui FTJ-ARC de gradul doi este:
Atenuarea
unei astfel de celule arata ca in figura urmatoare :
a=20 lg
U1/U2
40
dB/dec
12 dB/oc
3dB
w
Functia
de transfer este:
H(s)= U1/U2 = [(G1G2)/(C1C2)] / [ s2 +
+(G1+G2)s/C1+(G1G2)/(C1C2) = 1/(s2 +
2 s +1)
Din
calculele rezultate m=19 (gradul filtrului), adica avem nevoie de N=(19+1)/2=10
celule de gradul doi pentru a obtine atenuarea dorita. Aceasta ar fi:
a(w) = 10 lg [1+(1209/941)19*2]
= 43,53 dB
a(w)[dB]
43,53
3
f [Hz]
941 1209
1 1,284803 w = f / ft
Dupa
cum se vede , numarul de celule rezultat este foarte mare si solutia valizarii
filtrului trece-jos in acest mod este total neeconomica (gabarit mare si un
cost foarte ridicat) . Din aceste motive vom opta pentru o solutie mai
eficienta in sensul ca vom folosi numai
patru celule FTJ, de gradul doi impreuna cu o celul FOB( filtru opreste-banda)
care sa imbunatateasca panta in zona frecventei vecine (1209 Hz).
Schema unei celule FOB este
urmatoarea:
cu 1 / R3 = G3 = G1 + G2
C3 = C1 + C2
Atenuarea introdusa de aceata celula
este ilustrata in figura urmatoare :
a(w)
3dB
1
w
Functia de transfer va
fi:
H(s) = U2 / U1 = k(C1C2s2
+G1G2)
C1C2s2
+[C1 + C2)G2 +(G1+G2)C2(k-1)]s
+ G1G2
Identificand aceasta functie de transfer cu functia de
transfer a unui FOB de tipul :
HFOB(s)
= s2+1
s2 + 1 s + 1
Q
rezulta setul (posibil) de relatii de proiectare :
K1 = 1
C1
= C2 = 1
C3 = 2
G1
= 2Q
G2
= 1 / 2Q
G3 = 2Q + 1/ 2Q
Deoarece
HFOB(jw) = 1 -
w2
1 - w2 + j w/j
rezulta ca:
aFOB(w) = 20 lg HFOB(jw) -1
= 20 lg (1-w2)2 +w2/j2 =
1-w2
= 10lg w4 + w2(1/Q2 -2) +1
(1 - w2)2
Avand in vedere cele mentionate
anterior, vom valiza filtrul trece-jos dupa cum urmeaza:
aFTJ [dB]
17,41
2
FTJ cu patru celule
f[H2]
aFOB[dB]
1
f[H2]
aFTJ[dB]
FTJ care rezulta
3
f[H2]
941 1209
FTJ
cu patru celule vatrebui sa introduca la frecventa de taiere , (941 Hz) o atenuare de 2 dB. Atenuarea
la f=1209 Hz va fi:
a(w) = 10
lg [1+ (1209/941)16] =17, 41 dB
FOB
trebuie sa introduca la frecventa de taiere o atenuare de 1 dB, pentru ca
impreuna cu 2dB ai filtrului trece-jos cu patru celule sa rezulte 3 dB la
frecventa de taiere pentru FTJ final.
5.1.1.1.
Proiectarea filtrului trece-jos cu patru
celule
Dupa cum se stie, fiecare celula FTJ, introduce la frecventa de taiere o atenuare
de 3 dB fiecare. In cazul nostru, toate cele patru celule, trebuie sa introduca
impreuna o atenuare de numai 2 dB la frecventa de taiere.
Avem a(w)= 10
lg (1 +w4) rezulta: ht =ft / fo = 4
10 Da/10-1
a =20 lg | U1/U2|
3dB
Da= 0,5dB
ht 1
In
cazul nostru avem Da =2 dB / 4 celule = 0,5 dB pentru o celula
ht = 4 10 0,5/10-1 = 0,591025
rezulta fo = ft / ht = 941 Hz / 0,591025 =1592 Hz
Valorile
elementare ale filtrului trece-jos se calculeaza in raport cu frecventa fo
prin denumirea valorilor calculate anterior. Pentru aceasta alegem
valoarea rezistentei de normare Ro =10 Kr . Aceasta alegere am
facut-o ,stiind ca pentru un amplificator operational bA 741
rezistentele de intrare si iesire au valori tipice de I Mr. respectin 100
r si considerand Ro = 10 KW ,
capacitatea de memorare se calculeaza cu relatia :
Co=1 /woRo = 1 / 6, 28* 1592 * 104 = 10 -8
=10 mF
Rezulta R1
= R2 =R0 = 10 K W
C1 = C0 Ö2 = 14,14 mF
C2 = C0/Ö2 =
7,07 mF
Schema
unei singure celule este :
Filtrul
trece jos este construit din patru celule identice cu cea de sus legate intre
ele in cascada.
5.1.1.2. Proiectarea filtrului
opreste-banda
La
acest filtru, aliura caracteristicii, mai lenta sau mai abrupta, depinde de
factorul de calitate Q conform relatiei de mai sus.
aFOB(w) =
10lg w4 + w2(1/j2 -2) +1
(1 - w2)2
In
cazul nostru, celul FOB trebuie sa introduca la frecventa de 941 Hz o atenuare
de numai 1 dB, polul sau fiind axat la 1209 Hz.
a(w)
1 dB
941 1209 f[Hz]
w=f/fo
0,778329 1
Punem
conditia:
10lg w4 + w2(1/j2 -2) +1
=1 si rezulta
(1 - w2)2
[0,7784
+ 0,7782(1/Q2 - 2) +1] / [(1- 0,7782)2]
= 100,1=1,2589
Din calcule rezulta Q=3,88
Daca
alegem Ro=10 K Ohni si fo=1209 Hz, atunci
Co=1 / woRo =1 / 6,28 *1209 * 104 =13,17
mF
Valorile
denormate ale elementelor celulei FOB sunt:
C1=C2=C0
=13,17 mF
C3=2C0= 26,34
mF
1/R1=2Q T R1=1/2Q TR1=R0/2j= 104 / 2 * 3,88 = 1288 W
1/R2=2Q
T R2=1/2Q
TR2=R0/2j= 104
* 2 * 3,88= 77,6 KW
1/R3=1/R2+1/R1TR3=1260
W
Schema FOB cu valori denormate este :
In
final, FTJ directional de la intrarea receptorului DTMF va avea urmatoarea
schema:
5.1.2.
Proiectarea FTS (filtru trece sus-directional)
Si
acest filtru trebuie sa asigure o rejectie cu 40 dB, fata de grupul de
frecvente vicin. Vom incerca proiectarea lui de asemenea cu celulele de gradul
doi de tipul Butterworth.
Un
FTS obtine dintr-un FTJ facand transformarea RC : CR , dupa cum urmeaza:
RC:CR
T
Pentru
functia de transferse face transformarea:
sź 1 / s
HFTJ(s) = 1 T HFTS(s)
= s2
s2 +Ö2s +1 s2
+Ö2s +1
Atenuarea
unei celule FTS este ilustrata in figura urmatoare:
a=20 lg U1 / U2
- 40 dB/dec
3 dB
1
Din
analiza structurii FTS rezulta ca:
HFTS(s) = s2
= s2
s2 + [( G2
/ C1) + (G2 / C2)]s + G1G2 / C1C2 s2 +Ö2s +1
Rezulta
echivalenta :
G1G2 / C1C2
=1 Û ( G2 / C1) + (G2 /
C2) = Ö2
Daca C1 = C2 = 1 T R1 = 1 / Ö2 ; R2=Ö2
Formula atenuarii (pentru o celula FTS de gradul
doi) devine :
a(w) = 10 lg | U1(jw) / U2(jw) | = 10 lg ( 1 + 1/w4)
Revine
acum problema intalnita in proiectarea filtrului trece-jos, atenuarea introdusa
de o singura celula este mult prea mica; de aceea este necesar sa conectam mai
multe celule de gradul doi in cascada . Calculam numarul de celule necesar cu
relatia (1):
a(w) = 10 lg ( 1 + w2n) , unde
n =
gradul filtrului ;
w = ft/f
, f=
frecventa la cere se calculeaza arenuarea;
ft=
frecventa de taiere a filtrului;
Punem conditia
a(w) = 10
lg (1+ w2n) = 40
sau
lg
(1+w2n) = 4
sau
lg
[ 1+(1209/941)2n] = 4
Efectuand calculele rezulta n = 19 celule . Dar o celula are gradul doi,
T
T N =
(19+1)/2 = 10 celule. Bineinteles ca solutia realizarii filtrului trece sus,
inseriind 10 celule de grad doi nu convine;
de aceea el poate fi realizat
dintr-un FTS cu patru celule urmat de un FOB, dupa cum este evidentiat mai jos:
aFTS[dB]
FTS cu patru celule
f[Hz] aFOB[dB]
FOB
aFTS[dB] 941 1209
f[Hz]
FTS care rezulta
FTS cu patru celule va trebuii sa introduca la
frecventa de taiere ( 1209 Hz) o atenuare de 2 dB.
FOB trebuie sa introduca la frecventa de
taiere(941 Hz) o atenuarede 1 dB, pentru ca impreuna cu cei doi dB ai filtrului
trece-sus cu patru celule sa rezulte 3 dB la frecventa de taiere pentru FTS
final.
5.1.2.1.
Proiectarea filtrului trece-sus cu patru celule
Fiecare
celula a FTS introduce la frecventa de taiere
o atenuare de 3 dB fiecare. In cazul nostru, toate cele patru celule
trebuie sa introduca impreuna o atenuare de numai 2dBla frecventa de taiere,
adica 0,5 dB fiecare.
Deoarece
:
a(w) = 10 lg (1 + 1/w4) T Da = 10 lg (1+ 1/ ht4) ,
rezulta :
ht-1 = 4Ö10 Da/10 -1 = ft/f0
In cazul nostru : Da = 2dB / 4 celule = 0,5 (pentru o
celula)
a= 20 lg | U1 / U2 |
3 dB
0,5 dB
1 ht
Avem : ht = Ö 10 0,05 - 1 = 0,591025-1
rezulta : f0 = ft * ht = 714 Hz
Valorile
elementelor filtrului trece-sus se calculeaza in report cu frecventa f0.
Alegem valoarea de normare R0 = 10 KW = 10 4
W
Capacitatea
de normare este :
C0= 1/ w0R0 = 1/ 6,28 *
714 * 104 = 22,3 nF
Rezulta
:
C1=C2=C0
= 22,3 nF
R1=R0/Ö2 = 7,07 KW
R2=R0Ö2 = 14,14 KW
Scema unei celule FTS este :
Filtrul
trece-sus cu patru celule va contine patru structuri identice cu cea de mai sus
legate in cascada.
5.1.2.2 Proiectarea filtrului opreste-banda
Vom
proiecta acest filtru tinand seama ca acesta trebuie sa introduca o atenuare de
1 dB la frecventa de 1209 Hz, polul sau fiind central la frecventa de 941 Hz :
a(w)
1dB
941 1209 f [Hz]
1
1,2848
w=f/f0
Punem conditia :
10
lg w4 + w2(1/Q2 - 2) + 1 = 1
(1 - w2)2
sau : 1,284 + 1,282 ( 1/ Q2
- 2) +1 = 100,1 =1,2589
(1 - 1,2842)2
Din calcule rezulta
Q=3,88.
Daca alegem R0 = 10 KW si f0=941
Hz , atunci
C0 = 1 / w0R0 = 16,9 mF
Valorile denormate sunt urmatoarele :
C1=C2=C0
= 16,9 nF
C3=2C0=33,8
mF
R1=R0/2Q
= 1288 W
R2=R0*2Q=77,6
KW
R3=R1R2
/ R1R2=1260 W
Schema FOB cu valori denormate va fi :
In final, FTS directional de la
intrarea receptorului DTMF va avea urmatoarea schema:
5.2. Proiectarea
unuia dintre cele 8 FTB din cadrul unui receptor DTMF
Pentru
exemplificarea proiectarii am ales filtrul trece banda care are frecventa
centrala de 1477 Hz. Acest filtru va fi realizat cu ajutorul a doua filtre: un
FTJ, si un FTS. Cele doua filtre legate in cascada vor da impreuna
caracteristica FTB ce trebuie realizata, ca in figura de mai jos :
aFTJ
20 dB
FTJ
1,5 dB
20 dB f[Hz]
FTS
1,5 dB
20 dB
FTB
1,5 dB
1336 1477 1633
Conform specificatiilor de catalog ,
filtrele trece-banda vor trebuii sa
asigure o rejectie cu 20 dB fata de frecventele vecine.
La fel
ca in cazul fitrelor directionale anterioare, , realizarea filtrului
trece-banda numai cu celule de gradul doi nueste posibila datorita numarului
mare de celule care rezulta. De aceea am optat pentru realizarea FTJ si FTS din
componenta FTB cu cate un FTJ, respectiv FTS cu trei celule de gradul doi,
completate cu cate o celula FOB care sa imbunatateasca panta in zona
frecventelor vecine.
5.2.1. Proiectarea FTJ din
cadrul FTB
Acest
filtru este la randul sau compus dintr-un FTS realizat cu trei celule FOB,
avand caracteristicile din figura urmatoare :
aFTJ
FTJ
cu trei celule
0,5 dB
aFOB
f[Hz]
FOB
1
dB
f[Hz]
FTJ care rezulta
1,5 dB
1477 1633 f[Hz]
5.2.1.1.
Proiectarea FTJ a trei celule
Se
foloseste acelasi tip de celula trece-jos de gradul doi ca in cazurile
anterioare.
Cele
trei celule trecuie sa introduca impreuna o atenuare de 0,5 dB , deci fiecare
celula va rebuii sa aiba o atenuare
Da= 0,5
/ 3 = 0,166 dB
ht = ft/ f0 =
0,4447
Rezulta f0 = ft/ ht = 1477 / 0,4447 = 3321 Hz
Calculam
valorile elementelor filtrului in raport cu f0.
Alegem :
R0
= 10 KW = 10m 4 W si rezulta C0 :
C0
= 1/ w0R0 = 1 / 6,28 * 3321*104 = 4,79
nF
Rezulta :
R1=R0
= 10 KW
C1= C0Ö2 = 6,77 nF
C2= C0 /Ö2 = 3,38 nF
Schema
unei singure celule este :
FTJ va
contine trei astfel de celule identice legate in cascada.
5.2.1.2
Proiectarea filtrului opreste-banda
Se
foloseste acelasi tip de celula FOB ca si in cazul filtrelor directionale ;
acesta va trebuii sa introduca la frecventa de 1477 Hz o atenuare de 1 dB,
polul sau fiind pe frecventa de 1633 Hz. Pentru aceasta trebuie sa calculam
factorul de calitate care este necesar.
Punem
conditia :
10 lg w4 + w2(1/Q2 - 2) + 1 = 1
(1 - w2)2
w =1477
/ 1633 = 0, 904
sau :
0,9044 + 0,9042 ( 1/ Q2 - 2) +1 =
1,2589
(1 - 0,9042)2
Din
calcule rezulta Q= 9,49
Daca alegem R0 = 10 K W si f0
= 1633 Hz , atunci :
C0
= 1 / w0R0 = 1 / 6,28 * 1633 * 10 4
= 9,75 nF
Valorile denomate ale celulei FOB sunt :
C1=C2=C0=9,75nF
C3=2C0=19,5nF
R1=F0 /2Q =526,8W
R2=2QR0=180,98KW R3=R1R2/R1R2/R1+R2=525,2W
Schema FOB cu valori denormate va fi :
5.2.2. Proiectarea FTS din cadrul FTB
Si
acest filtru este la randul sau compus dintr-un FTS realizat cu trei celule de
gradul doi si o celula FOB , avand cxaracteristica ilustrata mai jos :
aFTS
F FTS cu trei celule
0,5dB
aFOB
FOB
1 dB
aFTS
FTS care
rezulta
1336
1477
f[Hz]
5.2.2.1
Priectarea FTS cu trei celule
Se
foloseste acelasi tip de celula trece-sus ca in cazul filtrelor directionale.
Cele
trei celule trebuie sa introduca impreuna o atenuare de 0,5 dB, deci fiecare
celula va trebuii sa aiba o atenuare
Da = 0,5
/ 3 = 0,166 dB
ht-1 = 0,4447-1
Rezulta :
f0
= ft * ht = 1477 * 0,4447 = 657 Hz
Calculam
valorile elementelor filtrului in raport cu f0 :
Alegem R0 = 10 4 W si
rezulta C0 :
C0 = 1 / w0R0 = 1/ 6,28 *
657 * 104 = 24,24 nF
Rezulta
:
C1=C2=C0= 24,24 nF
R1=R0/R2=7,07 KW
R2=R0Ö2=14,14 KW
Schema unei celule FTS este :
FTS va contine o succesiune de trei astfel de
celule.
5.2.2.2
Proiectarea filtrului opreste-banda din cadrul FTS
Tipul
de celula este acelasi ca pana acum ; polul sau este situat la frecventa de
1477 Hz va trebuii sa introduca o atenuare de 1 dB.
Conditia
este :
10 lg
w4 + w2(1/Q2 - 2) + 1 = 1,2589 * w = 1,105
(1 - w2)2
sau :
1,1054 + 1,1052 ( 1/ Q2 - 2) +1 = 1,2589
(1 -
1,1052)2
Efectuand calculele rezulta Q = 9,54
Alegem R0= 10 K W si f0
= 1336 Hz rezulta :
C0
= 1 /w0R0 = 1/ 6,8 * 1336 * 104
=11,9 nF
Valorile denomate ale elementelor celulei vor fi :
C1=C=C0
=11,9 nF
C3=2C0
= 23,8 nF
R1=R0
/ 2Q = 54 W
R2=2QR0= 190,8 KW
R3=R1R2
/R1+R2=522,5 W
Schema FOB cu valori denomate va fi :
Schema
finala a filtrului trece-banda pe frecventa de 1477 Hz este urmatoarea:
CAPITOLUL 6 . CARACTERISTICILE
DE FRECVENTA ALE CIRCUITELOR SELECTIVE PROIECTATE
Pentru trasarea acestor caracteristici vom calcula atenuarile introduse de
filtrele proiectate la diferite frecvente,(frecventele utilizate in
semnalizarea DTMF , precum si unele apropiate lor). Asadar, caracteristicile
obtinute sunt unele teoretice si
evalueaza o comportare aproximativa a filtrelor , caracteristicile reale putand
diferii functie de variatia valorilor componentelor fata de valorile calculate.
6.1.
Caracteristicile de frecventa ale filtrului trece-jos directional
Pentru
a trasa aceasta caracteristica vom calcula mai intai atenuarea FTJ cu patru
celule apoi pe cea a celulei FOB. Suma lor reprezinta atenuarea FTJ directional
(FTJD).
Relatiile
de calcul sunt urmatoarele :
aFTJ = 4 * 10 lg
[1 + (f/f0)4] , f0 =1592 Hz
aFOB
= 10lg w4 + w2(1/Q2 -2) +1
(1 -
w2)2
w= f/ f0 = f / 1209
Q = 3,88
aFTJD = aFTJ +aFOB
Rezultatele
sunt trecute in tabelul urmator :
|
f[Hz]
|
900
|
941
|
1020
|
1100
|
1180
|
1200
|
1209
|
|
aFTJ[dB]
|
1,6
|
2
|
2,7
|
3,5
|
4,6
|
4,9
|
5
|
|
aFOB[dB]
|
0,6
|
1
|
1,9
|
4,6
|
14,6
|
24,7
|
„
|
|
aFTJD[dB]
|
2,2
|
3
|
4,6
|
8,1
|
19,2
|
29,6
|
„
|
Caracteristica
de frecventa a filtrului trece-jos directional este data in figura 6.1.
6.2.
Caracteristica de frecventa a filtrului trece-sus directional
Calculam mai intai atenuarea filtrului
trece-sus directional cu patru celule , apoi pe cea a FOB .
Suma
lor va da atenuarea filtrului trece-sus directional (FTSD) .
Se
utilizeaza relatiile de calcul :
aFTS = 4* 10 lg
[1+(f0/f)4] , f0 = 714 Hz
aFOB = w4 +w2(1/Q2 -2) +1 , w =f/f0=f/941 (1 -w2)2
Q=3,88
aFTSD = aFTS
+ aFOB
Tabelul
urmator prezinta rezultatele obtinute :
|
f[Hz]
|
941
|
950
|
970
|
1050
|
1130
|
1209
|
1250
|
|
aFTS[Hz]
|
5
|
4,8
|
4,5
|
3,4
|
2,6
|
2
|
1,7
|
|
aFOB[Hz]
|
„
|
22,7
|
12,8
|
3,8
|
1,7
|
1
|
0,8
|
|
aFTSD[Hz]
|
„
|
27,5
|
17,3
|
7,2
|
4,3
|
3
|
2,5
|
In figura 6.2. este data caracteristica filtrului
trece-sus directional.
6.3.
Caracteristica de frecventa a filtrului trece-banda (1477 Hz)
Filtrul
trece-banda este format dintr-un FTJ si un FTS. Acestea, la randul lor, sunt
alcatuite dintr-un filtru trece-jos (FTJ1)
si o celula opreste-banda (FOB1) , respectiv un filtru trece-sus (FTS2)
si o celula opreste-banda (FOB2).
Calculam mai intai atenuarile filtrelor
componente(FTJ1 , FOB1, FTS2 si FOB2), iar suma lor va da atenuarea filtrului
trece-banda.
Pentru
calcul utilizam relatiile :
aFTJ1
= 3*10 lg [1 + (f /f0)4
] , f0 =3321 Hz
aFOB1 =10
lg w4 +w2(1/Q2 -2) +1 , w =f/f0=f/1633 (1 -w2)2
Q= 9,49
aFTJ
= aFTJ1 + aFOB1
aFTS2 = 1 *10 lg
[1+(f0 / f)4 ], f0 = 657 Hz
aFOB2 = 10 lg w4 +w2(1/Q2 -2) +1 , w =f/f0=f/1633 (1 -w2)2
Q= 9,54
aFTS = aFTS2 +
aFOB
aFTB
= aFTJ + aFTS
Rezultatele
sunt date in urmatorul tabel :
|
f[Hz]
|
1336
|
1366
|
1447
|
1477
|
1507
|
1603
|
1633
|
|
aFTJ1
[dB]
|
0,33
|
0,36
|
0,45
|
0,5
|
0,54
|
0,69
|
0,74
|
|
aFOB1[dB]
|
0,28
|
0,36
|
1,55
|
1
|
1,55
|
9,56
|
„
|
|
aFTJ[dB]
|
0,61
|
0,72
|
2
|
1,5
|
2,09
|
10,25
|
„
|
|
aFTS2[dB]
|
0,74
|
0,68
|
0,58
|
0,5
|
0,46
|
0,36
|
0,33
|
|
aFOB2[dB]
|
„
|
8,17
|
1,25
|
1
|
0,75
|
0,33
|
0,27
|
|
aFTS[dB]
|
„
|
8,85
|
1,83
|
1,5
|
1,21
|
0,69
|
0,6
|
|
aFTB[dB]
|
„
|
9,57
|
3,83
|
3
|
3,3
|
10,94
|
„
|
Figura 6.3. prezinta caracteristica de frecventa a
filtrului trece-banda.
CAPITOLUL 7. REALIZAREA UNUI
RECEPTOR DTMF CU CIRCUITE INTEGRATE SPECIALIZATE
7.1.
Scurta prezentare a receptorului DTMF specializat MT 8870 D-1
In
ultimii ani tot mai multe firme au
proiectat si au scos pe piata o serie de circuite dedicate in mod special
receptiei codurilor DTMF . Printre acestea se numara si firma MITEL,
producatoare a circuitelor receptoare din seria MT 8870. Circuitele din aceasta
serie se pot deosebi intre ele prin tipul capsulei si a numarului de pini.
O
varianta des intalnita a acestui receptor DTMF integrat o constituie circuitul
MT 8870 D-1 , inglobat intr-o capsula de
plastic DIP prevazuta cu 18 pini.
Cateva
caracteristici ale acestui circuit sunt :
- receptor
DTMF complet
- consum
scazut de putere
- garda
de timp reglabila
- amplificator cu castig intern
incorporat
- mod power-down (putere scazuta)
- mod
inhibit
- compatibil
cu MT 8870 C si MT 8870 C-1
Aplicatii
- sistem receptor DTMF
- sisteme
repetoare/radio mobile
- sisteme
carti de credit
- sisteme
de control de la distanta (telecomenzi)
- calculatoare
personale
- roboti
telefonici
Descriere
functionala
Circuitul
MT 8870 D este un receptor DTMF monolitic care ofera un gabarit si un consum
redus de putere si performante ridicate. Arhitectura sa interna contine
inclusiv sectiunea filtrelor, reparate in doua sectiuni : grupul de frecvente
inalte si grupul de frecvente joase. Un numarator digital le urmareste
permanent pentru a verifica daca frecventa si durata tonurilor este cea
corespunzatoare inainte de a se trece la codificarea perechilor de tonuri si
generarea codurilor pe iesirile Q0 ž Q4 .
Sectiunea filtrelor
Separatia
grupurilor de tonuri joase /inalte se realizeaza prin aplicarea semnalului DTMF
la intrarile a doua FTB cu capacitati comutate de ordinul 6, a caror benzi de
trecere corespund gruparilo de frecvente joase si inalte.
Sectiunea
de filtrare incorporeaza si filtre trece-banda pe frecventele de 350 Hz si 450
Hz pentru rejectia unor tonuri care fac exceptie (tonuri de disc). Fiecare
iesire de fil;tru este urmata de o sectiune de filtru de ordinul I , cu
capacitati comutate care netezeste semnalul inainte de limitare. Limitarea este
realizata de comparatoare cu castig inalt , prevazute cu histerezis pentru a
prevenii detectia unor semnale de nivel scazut nedorite . Iesirea din comparatoare
furnizeaza semnale valabile logic la frecventele semnalelor DTMF de intrare.
Sectiunea de decoder
Dupa
sectiunea filtrelor urmeaza decoderul care foloseste tehnici de numarae
digitala pentru delimitarea frecventelo de intrare si pentru a verifica daca
ele corespund frecventelor standard DTMF . Un algoritm de mediere complex
protejeaza impotriva simularii tonurilor de catre semnale externe precum
semnalul vocal si asigura o toleranta la mici deviatii de frecventa.
Acest
algoritm de mediere a fost proiectat sa asigure o combinatie optima de
imunitate la pauzele de vorba si tolerante la prezenta unor frecvente de
interferenta si zgomot. Cand decoderul recunoaste prezenta a doua tonuri
valabile , numita conditie de semnal in specificatii, iesirea Est trece in
stare activa orice producere ulterioara a conditiei de semnal provoaca o trecere a lui Est in starea
inactiva.
7.2. Aplicatie de receptor DTMF cu
circuitul MT 8870 D-1
Circuitul MT 8870 D-1 are urmatoarea
dispunere a pinilor :
O varianta de schema electrica in
care poate fi utilizat acest circuit este cea din figura 7.1.
Descrierea functionarii
schemei
Semnalul
DTMF se aplica la bornele La , Lb . Condensatoarele C1,
C2 impiedica inaintarea curentului
continuu din linia telefonica spre circuitul
integrat. Diodele D1ž D3 asigura protectia la supratensiunile ce pot aparea
accidental in linie.
Semnalul DTMF aplicat circuitului MT 8870 pe intrarea diferentiala este prelucrat de
acesta si scos pe iesirile Q1ž Q4 sub forma unui cod de patru biti . Acestea intra intr-un
decodificator binar /zecimal (MMC 4511)
care, pe baza combinatiilor de biti de la intrare ( A,B,C,D) comanda aprinderea
segmentilor unui afisor cu catod comun corespunzator cifrei receptionate.
Tabele
de stari ale intrarilor si iesirilor celor doua circuite integrate sunt date
mai jos :
|
Digit
|
TOE
|
INH
|
ESt
|
O4
|
O3
|
O2
|
O1
|
|
1
|
H
|
X
|
H
|
0
|
0
|
0
|
1
|
|
2
|
H
|
X
|
H
|
0
|
0
|
1
|
0
|
|
3
|
H
|
X
|
H
|
0
|
0
|
1
|
1
|
|
4
|
H
|
X
|
H
|
0
|
1
|
0
|
0
|
|
5
|
H
|
X
|
H
|
0
|
1
|
0
|
1
|
|
6
|
H
|
X
|
H
|
0
|
1
|
1
|
0
|
|
7
|
H
|
X
|
H
|
0
|
1
|
1
|
1
|
|
8
|
H
|
X
|
H
|
1
|
0
|
0
|
0
|
|
9
|
H
|
X
|
H
|
1
|
0
|
0
|
1
|
|
0
|
H
|
X
|
H
|
1
|
0
|
1
|
0
|
|
*
|
H
|
X
|
H
|
1
|
0
|
1
|
1
|
|
#
|
H
|
X
|
H
|
1
|
1
|
0
|
0
|
|
A
|
H
|
L
|
H
|
1
|
1
|
0
|
1
|
|
B
|
H
|
L
|
H
|
1
|
1
|
1
|
0
|
|
C
|
H
|
L
|
H
|
1
|
1
|
1
|
1
|
|
D
|
H
|
L
|
H
|
0
|
0
|
0
|
0
|
Tabel
7.1. Tabel de stari a circuitului MT 8870 D-1
|
LE
|
BL
|
LT
|
D C
B A
|
a b
c d e
f g
|
Display
|
|
x
x
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
|
x
0
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
|
0
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
|
x x
x x
x x x
x
0 0
0 0
0 0
0 1
0 0
1 0
0 0
1 1
0 1
0 0
0 1
0 1
0 1
1 0
0 1
1 1
1 0
0 0
1 0
0 1
1 0
1 0
1 0
1 1
1 1
0 0
1 1
0 1
1 1
1 0
1 1
1 1
|
1 1
1 1 1
1 1
0 0
0 0 0
0 0
1 1
1 1 1
1 0
0 1
1 0 0
0 0
1 1
0 1 1
0 1
1 1
1 1 0
0 1
0 1
1 0 0
1 1
1 0
1 1 0
1 1
0 0
1 1 1
1 1
1 1
1 0 0
0 0
1 1
1 1 1
1 1
1 1
1 0 0
1 1
0 0
0 0 0
0 0
0 0
0 0 0
0 0
0 0
0 0 0
0 0
0 0
0 0 0
0 0
0 0
0 0 0
0 0
0 0
0 0 0
0 0
|
8
Blank
0
1
2
3
4
5
6
7
8
9
Blank
Blank
Blank
Blank
Blank
Blank
|
Tabelul 7.2. Tabela de stari a decodificatorului
binar-zecimal( MMC 4511).
Se observa ca ,folosind
decodificatorul 4511, nu putem afisa caracterele * ,# , A ,B , C, D, iar pentru
caracterul D va afisa cifra 0.
CONCLUZII
Proiectul analizeaza in primul rand
aspectul de sistem al utilizarii codurilor de semnalizare de abonat alaturi de
celelalte coduri de semnalizare din echipamentele de comunicatie. Din acest
studiu au rezultat conditiile tehnice generale de proiectare ale unui receptor
de coduri de tip DTMF.
Capitolul 1 este o scurta istori a
comunicatiilor, prezentand avantajele pe care le ofera acesta, precum si
directiile de dezvoltare spre care tinde in prezent.
Capitolul 2 reprezinta o descriere generala a tipurilor de semnalizari folosite in
comutatia telefonica, accentul punandu-se pe semnalizarea de tip DTMF (Dual
Tone Multi Frecventa). Sunt prezentate avantajele acestui tip de semnalizare de
abonat fata de altele, precum si modul in care se realizeaza acesta.
Capitolul 3 studiaza unele solutii posibile pentru realizarea unui sistem de receptie
DTMF. Sunt prezentate atat variante de receptoare realizate cu filtre active RC
, cat si structura si modul de implementare a unui receptor digital.
Capitolul 4 prezinta conditiile tehnice pe care
trebuie sa le indeplineasca un receptor DTMF, realizat cu filtre active.
Capitolul 5 cuprinde proiectarea unor subansamble specifice unui receptor de coduri de
tip DTMF si urmareste in primul rand intelegerea modului de proiectare decat
obtinerea unor performante tehnice de nivel inalt. Solutia adoptata este una de
compromis, in sensul ca nu s-au obtinut parametrii tehnici specificat (a se
vedea capitolul 6), dar esential este faptul ca s-a inteles functionarea si
realizarea unui sistem receptor DTMF.
Capitolul 7 Prezinta o varianta de receptor realizata cu un circuit integrat
specilaizat. Se observa ca aceasta solutie este mult mai fiabila, in sensul ca
se obtin un gabarit mic si o functionare in limitele parametrilor specificati.
In concluzie, solutia realizarii
receptoarelor de coduri de tip DTMF sub forma integrala este o solutie de varf,
atazi unanim acceptata de catre toate companiile de telecomunicatii. Totusi nu
trebuie uitat faptul ca s-a ajuns aici, pornind de la receptoare realizate cu
filtre pasive ,apoi active si ca acestea inca mai ocupa locuri
importante in anumite subansamble din echipamentele de telecomunicatii actuale
.
BIBLIOGRAFIE
1.
Electrical Communication - Volume 54 , Number 4, 1979
2. G.
Niculescu - Sisteme de comunicatie telefonica, 1988
3. T.
Radulescu - Telecomunicatii ,1994
4. Al.
Serbanescu, L. Anton , G. Alexandrescu - Semnale, circuite si sisteme,
-Culegere de probleme, vol 2.
5. Al. Serbanescu - Sisteme
practice de semnalizare , 1981
