Scrigroup - Documente si articole

     

HomeDocumenteUploadResurseAlte limbi doc
AeronauticaComunicatiiElectronica electricitateMerceologieTehnica mecanica


Aspecte alearii antiperturbative a cablajelor imprimate

Electronica electricitate



+ Font mai mare | - Font mai mic



Aspecte ale proiectarii antiperturbative a cablajelor imprimate

Problemele de proiectare prin care se asigura CEM pentru un modul electronic realizat pe un cablaj imprimat pot fi grupate in patru categorii.



Printr-o amplasare optima a componentelor se pot reduce cuplajele dintre acestea.

Trasarea legaturilor de alimentare trebuie realizata astfel incat sa fie redus la minim cuplajul galvanic creat prin intermediul lor. De asemenea, prin modul de realizare a acestor legaturi se poate reduce emisia si receptia electromagnetica parazita. Prin proiectarea unor plane de masa in straturile interne ale plachetei se pot obtine efecte benefice in atenuarea perturbatiilor cuplate capacitiv si inductiv.

Prin modul de trasare a liniilor de semnal se pot evita: cuplajele capacitive si inductive, reflexiile si diafoniile pe linii lungi, timpii mari de propagare, receptia si emisia electromagnetica.

Plasarea unor elemente de drenare, filtrare asigura eliminarea componentelor perturbative din punctele susceptibile la perturbatii.

Grade de CEM pentru cablaje imprimate cu circuite digitale

In domeniul CEM aparatura se imparte in clase de compatibilitate in functie de gradul in care satisface cerintele impuse. Pentru cablajele imprimate, acestea se impart in functie de imunitatea la perturbatii, tipica sau garantata, si de actiunea individuala sau simultana a diverselor surse de perturbatii in cinci grade de CEM notate A, B, C, D, E.

Imunitatea tipica la perturbatii presupune pastrarea nivelului perturbatiei sub nivelul determinat de diferenta dintre tensiunile garantate la iesirile circuitelor logice (pentru fiecare nivel logic) si pragul de comutare definit pentru fiecare familie.

Imunitatea garantata la perturbatii presupune pastrarea nivelului perturbatiei sub nivelul de imunitate statica la perturbatii garantat pentru fiecare familie logica

Conditiile care definesc cele cinci grade de CEM sunt urmatoarele:

Gradul A presupune imunitate tipica la perturbatii si actiune individuala a perturbatiilor.

Gradul B presupune imunitate garantata la perturbatii si actiune individuala a perturbatiilor.

Gradul C presupune imunitate tipica la perturbatii si actiune simultana a perturbatiilor. In aceasta situate ponderea nivelului de perturbatii alocate fiecare surse de perturbatii luata in considerare pentru diferite familii de circuite digitale este prezentata in tabelul urmator.

Sursa de perturbatii

TTL

LTTL

HTTL

LSTTL

STTL

CMOS

(5V)

CMOS

(15V)

HCMOS

ECL

Sursa de alimentare

Linia de alimentare

Diafonie

Reflexii

Receptie EM

Tabelul ‑ Ponderea surselor de perturbatii in gradul C de compatibilitate


Fig. 4. Zgomote transmise de la sursa de alimentare

Sursa de alimentare este perceputa ca o posibila sursa de perturbatii din doua considerente. Pe de o parte tensiunea asigurata de sursa poate avea abateri fata de tensiunea nominala acceptata de o anumita familie logica iar pe de alta parte inerent sursele au la iesire suprapus peste componenta continua a tensiunii furnizate si o componenta variabila.

Fig. 4. Cuplajul galvanic pe impedantele comune

Linia de alimentare este luata in considerare separat, in primul rand, prin cuplajele galvanice pe care le introduce. Curentii care circula prin liniile de alimentare produc prin cuplajele galvanice pertur-batii chiar daca sursa de alimentare este o sursa ideala.

Fig. 4. Receptie electromagnetica

Receptia electromagnetica este luata in considerare pentru familiile logice cu viteza mare de comutare, pentru acestea curentii de comutare putand avea o pondere importanta in generarea perturbatiilor cuplate prin unde electromagnetice.

Gradul D presupune imunitate garantata la perturbatii si actiune simultana a perturbatiilor conform tabelului anterior.

Gradul E presupune imunitate garantata la perturbatii si actiune simultana a perturbatiilor conform tabelului urmator.

Sursa de perturbatii

TTL

LTTL

HTTL

LSTTL

STTL

CMOS

(5V)

CMOS

(15V)

HCMOS

ECL

Sursa de alimentare

Linia de alimentare

Diafonie

Reflexii

Receptie EM

Perturbatii externe

Tabelul ‑ Ponderea surselor de perturbatii in gradul E de compatibilitate


Asa cum poate fi observat pentru acest grad de imunitate se considera si posibilitatea existentei unor perturbatii generate de surse externe modulului electronic.

Pentru fiecare familie logica, pentru cele cinci grade de CEM se defineste cate o tensiune de imunitate la perturbatii (Vip). Aceasta reprezinta valoarea amplitudinii perturbatiei acceptate in circuit pentru una din sursele de perturbatii luate in considerare. Valorile tensiunilor de imunitate la perturbatii (in volti) in cazul celor 5 grade de CEM pentru familiile logice anterioare sunt prezentate in tabelul urmator:

Gradul

TTL

LTTL

HTTL

LSTTL

STTL

CMOS

(5V)

CMOS

(15V)

HCMOS

ECL

A

B

C

D

E

Tabelul 4 Valorile tensiunilor de imunitate la perturbatii


Fig. 4. Forma de unda a curentului absorbit de la sursa de alimentare in procesul de comutare a circuitelor logice


Din prezentarile anterioare rezulta ca un rol important in generarea fenomenelor perturbative il detin curentii ce strabat legaturile de alimentare. Fig. 4 (imaginea de sus) prezinta forma de unda tipica obtinuta pentru curentul absorbit de la sursa de alimentare in procesul de comutare a circuitelor digitale.

Asa cum poate fi observat, acest curent poate fi descompus in trei componente.

( ‑ )

ICC0 - reprezinta componenta de curent continuu (valoarea medie) absorbita de la sursa de alimentare. Aceasta componenta are valori foarte mici in cazul circuitelor CMOS.

iCCs - reprezinta curentul static de comutare. Amplitudinea lui este definita ca modulul diferentei dintre curentii absorbiti de circuit de la sursa de alimentare in cele doua stari logice: ICCs= ICCL - ICCH . Pentru familiile bipolare aceasta componenta este semnificativa avand in vedere ca circuitele absorb de la sursa de alimentare curenti mult diferiti in cele doua stari logice. In schimb, circuitele din familiile CMOS absorb curenti comparabili ca valoare in cele doua stari logice, drept urmare aceasta componenta nu va fi semnificativa.

iCCd - reprezinta curentului dinamic de comutare. Acest curent apare in procesul de comutare a iesirilor dintr-o stare logica in alta datorita suprapunerii conductiei tranzistoarelor legate la bara de alimentare si a celor legate la masa. Pentru acest curent se poate considera o forma triunghiulara avand amplitudinea, IC, egala cu valoarea de varf a undei de curent in procesul de comutatie si durata, tC, egala cu timpul de comutare al circuitului digital. Curentul de comutare fiind in general cu un spectru larg de frecvente produce cele mai puternice perturbatii prin linia de alimentare.

In tabelul urmator sunt prezentati parametrii curentului de comutare (IC, tC) pentru o iesire de circuit din diferite familii logice. De asemenea, este prezentata si frecventa maxima de comutare, o marime definita ca fM=1/ptC.

TTL

LTTL

HTTL

LSTTL

STTL

CMOS

(5V)

CMOS

(15V)

HCMOS

ECL

10k

ECL 100k

IC(mA)

tC(ns)

fM(MHz)

Tabelul 4 Parametrii curentului de comutare pentru diferite familii logice


Inspectand valorile din tabel, se poate usor deduce ca forma de unda simulata in Fig. 4 corespunde comutarii unei iesiri de circuit TTL standard.

Alegerea numarului de straturi

In conditiile tehnologice actuale nu este o problema deosebita realizarea plachetelor pe mai multe straturi. Bineinteles, odata cu cresterea numarului de straturi va creste si pretul pe unitatea de suprafata. De aceea, o decizie importanta in stabilirea numarului de straturi pe care se executa o placheta o constituie raportul performanta-cost. Pentru estimarea performantelor referitoare la aspectele legate de CEM, se prezinta in continuare o succinta caracterizare a celor mai intalnite structuri in practica. Un principiu general care se respecta este acela, ca fiecare strat cu trasee de semnal trebuie sa fie adiacent cu cel putin un strat de masa sau de alimentare.

Placi dublu strat

Avand in vedere ca performantele legate de CEM ale acestor placi sunt modeste vom insista in descrierea tehnicilor de proiectare care port aduce un surplus de performanta in realizarea lor.

In cazul acestor placi traseele de semnal se gasesc pe ambele fete, acelasi lucru fiind valabil si pentru traseele de alimentare. Placile cu dublu strat nu permite obtinerea unor trasee de semnal cu impedanta controlata.

Traseele de alimentare se pot realiza in doua moduri.

In Fig. 5 poate fi urmarit un mod "clasic" de realizare a traseelor de alimentare sub forma unor bare de alimentare pentru fiecare rand/coloana cu circuite. Pe o fata se duc barele verticale (1), iar pe fata opusa barele orizontale (2). Echipotentializarea barelor de alimentare si de masa de pe randurile/coloanele vecine se obtine prin practicarea unor gauri de trecere metalizate (3).

Fig. . Placa cu doua straturi cu alimentari sub forma de rastru


Se obtine in felul acesta un rastru al barelor de alimentare, rastru a carui dimensiune maxima este indicat sa nu depaseasca 1,5" (~3.8 cm). Langa capsule se plaseaza condensatoare de decuplare, iar la capetele barelor de alimentare si langa conectoare condensatoare de filtrare (4). Traseele de semnal au aceeasi orientare verticala, respectiv orizontala pe cele doua fete ale plachetei (5).

Acest mod de realizare a plachetelor se mai utilizeaza din ce in ce mai rar, deoarece varianta este acceptabila numai pentru circuite ce functioneaza la frecvente foarte joase. De obicei capsulele utilizate pe astfel de plachete sunt de tipul DIP (dual in-line packages).

Un alt mod de realizare a traseelor de alimentare (acceptabil tot numai pentru frecvente foarte joase) este acela in care traseele de alimentare se duc sub forma unor perechi radiale de la conector pentru fiecare grup functional de circuite de pe placa, fiecare pereche masa-alimentare (Gnd-Power) fiind trasata paralel si cat mai apropiat. In felul acesta se minimizeaza receptia si emisia realizata prin buclele traseelor de alimentare. Avantajul acestui mod de trasare este acela ca se poate considera ca sunt necesare condensatoare de decuplare numai langa capsulele la care traseele de alimentare s-au departat cu o distanta mai mare decat latimea fiecarui traseu de alimentare.

Fig. 4. Placa dublu strat cu alimentari radiale


Reguli suplimentare pentru reducerea perturbatiilor pe liniile de alimentare realizate pe cablajele imprimate dublu strat

Fig. 4. Interconectare serie-paralel pe barele de alimentare


Prin modul de amplasare a circuitelor digitale se poate minimiza cuplajul galvanic ce se creeaza intre acestea prin barele de alimentare. Figura anterioara sugereaza ca pe placheta este indicat sa se grupeze circuitele astfel incat cele mai susceptibile la perturbati sa fie plasate cat mai aproape de sursa de alimentare. De asemenea, prin realizarea unor legaturi de alimentare radiale, diferitele clase de circuite pot fi alimentate prin trasee separate.

In general este recomandata o schema de interconectare serie-paralel ca cea din Fig. 7. In amplasarea prezentata circuitele vor fi grupate pe linii si coloane astfel incat pe cat se fie realizate urmatoarele conditii.

( ‑ )

Circuitele cuplate pe aceleasi bare de alimentare vor avea valorile maxime ale curentilor absorbiti de la sursa comparabile:

( ‑ )

Pe aceeasi bara de alimentare vor fi amplasate mai aproape de sursa de alimentare circuitele cu consum mai mare si implicit mai departe circuitele cu un consum mai mic:

( ‑ )

Pe aceeasi bara de alimentare vor fi amplasate mai aproape de sursa de alimentare circuitele ce lucreaza la o frecventa de comutare mai mare:

Fig. . Modalitati de conectare a capsulelor de tip DIP la barele de alimentare

Cele trei conditii nu pot fi satisfacute simultan in toate situatiile. Se va urmari respectarea conditiei cu cele mai severe restrictii.

Avand in vedere frecventele ridicate ale curentilor de comutare rezulta ca prin proiectare trebuie realizata o inductivitate cat mai mica pentru linia de alimentare. In acest scop, traseele de alimentare vor fi realizate cu latime cat mai mare si cele doua bare de alimentare vor fi trasate cat mai apropiat.

In Fig. 1 solutia b) de trasare a legaturilor de alimentare este mai convenabila decat a) deoarece traseele sunt dispuse mai apropiat. Variantele c) si d) au o inductivitate si mai mica deoarece grosimea traseelor este mai mare.

Fig. . Moduri de atribuire a pinilor de alimentare la conectorul placii

Componentele perturbative pot fi drenate prin utilizarea unor condensatoare de decuplare. Aceste condensatoare se plaseaza in imediata vecinatate a capsulelor astfel incat legatura la masa sa fie cat mai scurta. Luand in considerare si acest criteriu rezulta ca in figura anterioara solutia cu cea mai buna compatibilitate electromagnetica este varianta d). Condensatoarele de decuplare trebuie sa aiba o componenta inductiva parazita cat mai mica.

Conectarea legaturilor de alimentare la conector se va face la pini alaturati realizand in felul acesta o suprafata redusa pentru bucla realizata (vezi figura anterioara). In imediata apropiere a conectorului se plaseaza o bariera realizata prin doua condensatoare: unul de valoare relativ mica (nF), dependent de tipul circuitelor digitale de pe placa, si unul de valoare mare (zeci mF), dependent de curentul consumat de placheta de la sursa de alimentare. Cele doua condensatoare realizeaza o bariera in calea perturbatiilor care pot intra pe placheta de la sursa de alimentare sau de la alte plachete, dar, in acelasi timp, aceasta bariera opreste si perturbatiile generate pe placheta sa se propage in exteriorul ei.

Spatiile ramase libere pe placheta dupa finalizarea legaturilor de semnal se vor acoperi cu trasee de masa. Acelasi lucru este valabil si pentru regiunile de la extremitatile placii, inclusiv cele din jurul conectorului. Portiunile de cablaj realizate sub forma de plan vor fi trasate sub forma de "rastru". In felul acesta curentii de frecvente inalte care se inchid prin planul de masa vor avea pe portiuni directii de curgere perpendiculare, fapt ce va minimiza campul total radiat.

Placi cu patru straturi

Asa cum se poate observa in figura urmatoare straturile exterioare sunt dedicate realizarii traseelor de semnal, iar pe cele interioare se realizeaza un plan de masa si un plan de alimentare. Utilizarea celor doua plane adiacente asigura o supresie mai buna a interferentei electromagnetice decat orice varianta prezentata pentru realizarea placilor pe doua straturi.

Acest lucru este valabil numai pentru frecvente joase, la frecvente radio structura nu mai asigura eliminarea influentei curentilor ce circula prin traseele de semnal si prin planele de alimentare.

Fig. 4. Structura unei placi cu patru straturi

Eficienta eliminarii interferentei electromagnetice este cu atat mai mare cu cat distanta dintre planul de masa si cel de alimentare este mai mica (intuitiv se poate considera ca se obtine o capacitate "distribuita" de valoare mai mare, capacitate care realizeaza drenarea perturbatiilor). De asemenea, se poate considera ca stratul cu trasee din vecinatatea planului de masa asigura o mai buna CEM, si deci pentru circuitele numerice se vor trasa aici legaturile pentru semnalele de ceas.

Placi cu sase straturi

Aceste placi pot fi realizate in trei structuri diferite.

Prima varianta contine patru straturi pe care se duc trasee de semnal si doua straturi in care se realizeaza planul de masa si cel de alimentare, in succesiunea ce se poate urmari in figura urmatoare.

Fig. 4. Structura unei placi cu sase straturi (varianta I)

Aceasta structura este frecvent utilizata pentru interconectarea circuitelor cu semnale de ceas sau care lucreaza la frecventa inalta. Se observa ca statul 1 asigura cele mai bune conditii pentru traseele de inalta frecventa.

Aceasta configuratie contine tot patru straturi de semnal, dar de aceasta data planele de masa si de alimentare sunt vecine rezultand pentru acestea o mai buna decuplare (mai ales daca distanta dintre ele micsorata).

Fig. 4. Structura unei placi cu sase straturi (varianta II)

Se observa ca stratul 2, cel din vecinatatea planului de masa, este cel care asigura pentru traseele de semnal cea mai buna CEM. In consecinta se recomanda ca traseele cu semnale de ceas, in cazul circuitelor digitale, sau cele cu frecvente mai ridicate, in cazul circuitelor analogice, sa fie trasate pe acest strat.

A treia configuratie reduce la trei numarul straturilor pe care se realizeaza trasee de semnal pentru a introduce un plan suplimentar de masa.

Fig. 4. Structura unei placi cu sase straturi (varianta III)

Aceasta structura asigura o buna supresie a interferentei electromagnetice pe toate straturile cu trasee de semnal, cu un plus pentru straturile 1 si 3. Pe stratul 3 se imbunatateste CEM daca stratul izolator dintre acesta si stratul cu planul de alimentare se realizeaza cu grosime cat mai mare.

Placi cu opt straturi

In cazul acestor placi se utilizeaza doua configuratii.

Prima configuratie utilizeaza un numar de sase straturi pentru semnale. Acest fapt asigura o trasare usoara a liniilor de semnal, dar in schimb nu asigura o buna CEM pe toate fetele.

Fig. 4. Structura unei placi cu opt straturi (varianta I)

Se observa ca starturile recomandate pentru trasarea legaturilor cu semnale de inalta frecventa sunt straturile 2 si

In a doua configuratie se rezerva numai patru straturi pentru semnale obtinandu-se in felul acesta conditii de CEM pe toate straturile.

Fig. 4. Structura unei placi cu opt straturi (varianta II)

Si in aceasta situatie se poate imbunatati CEM pe straturile adiacente planului de alimentare prin intercalarea unor straturi izolatoare mai groase.

Placi cu zece straturi

Configuratia contine 6 straturi pentru trasee ceea ce asigura conditii de trasare simpla pentru toate legaturile de semnal. De asemenea, CEM este asigurata pe toate straturile cu o anumita diminuare pe stratul 7.

Fig. 4. Structura unei placi cu zece straturi

O comparatie sintetica a structurilor descrise este prezentata in tabelul urmator.

Configuratie

Nr. stratului

Comentarii

2 straturi

S1

G

S2

P

Numai pentru frecvente

foarte joase

4 straturi

2 cu trasee

S1

G

P

S2

Nu se pot realiza trasee cu

impedanta controlata

6 straturi

4 cu trasee

S1

G

S2

S3

P

S4

Numai pentru frecvente joase

Sursa slab deparazitata

6 straturi

4 cu trasee

S1

S2

G

P

S3

S4

Semnalele de frecventa inalta

numai pe stratul S2

6 straturi

3 cu trasee

S1

G

S2

P

G

S3

Straturile S2 si S3 pentru

frecvente joase

8 straturi

6 cu trasee

S1

S2

G

S3

S4

P

S5

S6

Straturile S2 si S3 indicate

pentru inalta frecventa

8 straturi

4 cu trasee

S1

G

S2

G

P

S3

G

S4

Cea mai buna CEM

10 straturi

6 cu trasee

S1

G

S2

S3

G

P

S4

S5

G

S6

Cea mai buna CEM

Stratul S4 cu zgomot de la sursa

Tabelul 4


Principii pentru realizarea planului de masa si a planului de alimentare

Regula 20H

In cazul plachetelor ce lucreaza la frecvente foarte inalte, aici incluzandu-se si cele cu circuite digitale, prin planele de masa si de alimentare circula curenti de radio frecventa. Acesti curenti genereaza un camp magnetic variabil. La marginea plachetei, acolo unde se termina cele doua plane inchiderea liniilor de camp magnetic are loc prin asa numitul fenomen de franjurare (vezi Fig. 1 a). Daca in schimb, planul e masa din vecinatatea planului de alimentare se extinde mai mult, liniile camp sunt captate de catre acesta (vezi Fig. 1 b).

Fig. 4. Ilustrarea aplicarii regulii 20H


Daca in proximitatea marginii plachetei se gasesc trasee de semnal acestea pot interfera cu liniile de camp magnetic, culegand in felul acesta tensiuni perturbative. Pentru a evita acest fenomen se recomanda aplicarea asa numitei reguli 20H (vezi Fig. 1 c). Aceasta specifica ca la marginea plachetei planul de masa trebuie sa depaseasca spre exterior planul de alimentare cu cel putin 20H, unde H este dimensiunea distantei care exista intre cele doua plane. Atunci cand se respecta aceasta regula se poate considera ca 70% din fluxul radiat la marginile planului de alimentare se inchide direct in planul de masa. Daca se extinde regula la dimensiunea 100H atunci aproximativ 98% din fluxul radiat se inchide in planul de masa. Daca prin micsorarea dimensiunii planului de alimentare vor rezulta trasee de semnal care nu mai sunt pozitionate deasupra acestuia se impune ca si acestea sa fie retrasate.

In situatiile in care pe fetele dedicate realizarii planelor de alimentare si de masa sunt mai multe plane de alimentare, respectiv mai multe plane de masa se aplica regula 20H si pentru zonele in care aceste plane sunt adiacente. Intre ele se lasa un 'sant', un spatiu, care respecta aceasta regula. In Fig. 18 este ilustrat acest principiu pentru alimentarile realizate in cazul unui convertor analog-numeric.

Fig. . Aplicarea regulii 20H pentru fete cu mai multe plane de alimentare

Punctul in care se vor conecta impreuna cele doua plane dedicate masei analogice, respectiv masei digitale, se stabileste conform principiilor enuntate in paragraful 3.2 referitor la atenuarea perturbatiilor galvanice.

Realizarea planului imagine

Traseele de semnale dedicate semnalelor de frecventa ridicata actioneaza ca antene care radiaza un camp magnetic de radiofrecventa. Daca acest camp intalneste in imediata vecinatate un plan continuu realizat dintr-un material cu bune proprietati conductive, atunci prin acest plan se va inchide un curent imagine a curentului perturbator. Acesta la randul sau va produce un camp de reactie care va compensa in mare parte campul perturbator initial. Fenomenul a fost descris in paragraful 3.5 referitor la ecranarea perturbatiilor radiate. Planul conductiv poate fi un plan de masa, un plan de alimentare, carcasa sau sasiul plasate in imediata vecinatate a planului cu traseul perturbator. Acest plan cu bune proprietati conductive se numeste plan imagine. In Fig. 1 se poate urmari ilustrarea principiului enuntat. In figura cele doua trasee conturate se gasesc in doua plane diferite. Se observa ca in planul conductiv (planul de masa) vecin cu traseul perturbativ se inchide un curent care 'reflecta' in oglinda ruta traseului de semnal.

Fig. 4. Ilustrarea conceptului de plan imagine


Pentru a se respecta principiul planului imagine traseele cu semnale de inalta frecventa trebuie plasate in intregime deasupra unui plan de masa sau de alimentare.

Continuitatea planului trebuie pastrata intacta. Din acest punct de vedere este interzisa plasarea unor trasee de semnal in planele de alimentare sau de masa. Acestea actioneaza ca veritabile intreruperi de circuit plaste in calea curentilor de reactie.

Fig. . Influenta gaurilor de trecere asupra planului imagine


Problema este mai complicata atunci cand se impune practicarea unor gauri de trecere prin planele imagine. Asa cum poate fi urmarit in Fig. 20, prin plasarea incorecta a acestor gauri (partea stanga a imaginii) se creeaza devierea curentului de reactie. Rezulta in felul acesta circuitul echivalent Fig. 21. Asa cum se poate observa intuitiv, cei doi curenti strabat cai diferite ca geometrie si deci si ca parametri geometrici (in primul rand inductivitatea echivalenta). In felul acest apare o tensiune perturbativa de mod diferential la intrarea circuitului comandat.

Fig. 4. Schema echivalenta pentru circuitul anterior


Principii pentru realizarea traseelor de semnal

Trasee cu impedante controlate

In cazul in care traseele de semnal proceseaza semnale de frecvente inalte este esential ca acestea sa fie realizate cu o valoare cunoscuta a impedantei de unda. In felul acesta se pot aplica procedurile cunoscute pentru a elimina efectul reflexiilor generate in punctele cu neadaptare de impedanta. Pentru plachetele cu circuite logice semnalele cu frecventele cele mai ridicate sunt semnalele de ceas. Din aceasta cauza aceste trasee mai sunt denumite si trasee de ceas (clock traces).

( ‑ )

Impedantele controlate se pot obtine numai in cazul in care se utilizeaza plachete cu patru sau mai multe straturi. In felul acesta se pot realiza pe placheta topologii microstrip sau stripline care isi pastreaza impedanta constanta atata timp cat dimensiunile lor geometrice raman nemodificate. De asemenea, viteza de propagare (sau timpul de propagare pe unitatea de lungime) poate fi considerata constanta si este calculabila in aceasta situatie. Cunoscand cele doua marimi, Z0 si tp, se pot determina pentru linie si parametrii L si C (inductivitatea si capacitatea pe unitatea de lungime):

Daca pe lungimea l a unui anumit traseu sunt cuplate mai multe circuite comandate avand o capacitate Ctot, atunci se poate considera o capacitate distribuita care are valoare pe unitatea de lungime: Cd= Ctot/l. Aceasta capacitate echivalenta distribuita modifica parametrii intrinseci ai liniei Z0 si tp in felul urmator:

( ‑ )

( ‑ )

Asa cum poate fi observat prezenta capacitatilor cuplate la linie micsoreaza impedanta caracteristica si mareste timpul de propagare. Valorile tipice care se pot considera pentru capacitatile de intrare ale diferitelor circuite logice sunt: 5 pF pentru o intrare ECL, 10pF pentru o intrare CMOS, 10-15 pF pentru o intrare TTL. Trebuie subliniat ca in multe situatii trebuie luata in considerare si capacitatea echivalenta a gaurilor de trecere, respectiv a contactelor din conector. Astfel pentru o gaura de trecere se poate considera o capacitate de 0,3-0,8 pF, iar pentru contactul unui conector aproximativ 2 pF. Comparand aceste valori cu valorile tipice care se obtin pentru capacitatea unui traseu, 8-10 pF/m, rezulta ca aceste capacitati pot modifica in mod substantial parametrii liniilor de interconectare.

Parametrii topologiilor microstrip

Formulele urmatoare permit calculul impedantelor de unda pentru o linie microstrip, expresiile utilizate fiind exprimate numai in functie de parametrii sai geometrici.

Pentru o linie microstrip aflata la suprafata plachetei formula de evaluare a impedantei este:

( ‑ )

Fig. 4. Linie microstrip la suprafata plachetei


Semnificatia parametrilor H, W si T poate fi urmarita in Fig. 22, iar er reprezinta permitivitatea electrica relativa a substratului izolator.

Linia microstrip realizata in straturi interioare are structura din Fig. 23.

Fig. 4. Linie microstrip pe un plan interior al plachetei


Intr-o prima aproximatie se poate utiliza urmatoarea formula pentru dimensionarea impedantei caracteristice:

( ‑ )

Constanta K din formula se alege 60 K

Se poate utiliza, de asemenea, si urmatoare formula mai exacta:

( ‑ )

Un alt parametru important pentru stabilirea lungimii maxime admise pentru un traseu este viteza de propagare a undelor pe linia microstrip. Din considerente practice se prefera exprimarea inversului vitezei, deci a timpul de propagare pe unitatea de lungime. Acest timp de propagare poate fi estimat cu urmatoarea formula:

( ‑ )

Parametrii topologiilor stripline

Structurile stripline simple contin un traseu intre doua planuri conductoare (vezi Fig. 24). Pentru acestea impedanta caracteristica se poate aproxima cu formula:

( ‑ )

Fig. 4. Structura stripline simpla


Fig. 4. Topologie stripline duala


Structura topologiilor stripline duale simetrice (doua trasee intre doua plane conductoare) este ilustrata in Fig. 25. Impedanta caracteristica poate fi aproximata cu formula:

( ‑ )

In aceasta formula impedantele Z1 si Z2 au expresiile:

( ‑ )


( ‑ )

O alta formula ce se poate aplica este urmatoarea:

( ‑ )


Timpul de propagare este in acest caz:

( ‑ )

Distante intre trasee

In cazul traseelor pe care se propaga semnale de viteza mare este esential sa se impuna restrictii severe privind distantele dintre trasee. In felul acesta se evita efectele provocate de diafonii intre aceste trasee sau pe alte trasee invecinate. In cazul plachetelor cu circuite digitale o atentie deosebita trebuie acordata in aceasta privinta traseelor care transmit semnale de ceas (clock traces), acestea fiind cele mai agresive din punctul de vedere al diafoniilor create.

Regula 3W

Fig. 4. Ilustrarea regulii 3W

Se poate considera ca o regula de baza plasarea acestor trasee in vecinatatea unui plan de masa si aplicarea restrictiei de a asigura intre axele de simetrie ale traseelor vecine o distanta egala cu 3W, unde W este latimea traseelor. In felul acesta se poate considera ca se elimina aproximativ 70% din fluxul de cuplaj dintre traseele vecine. Aceasta regula este cunoscuta sub numele de regula 3W. Daca se urmareste obtinerea unei compatibilitati electromagnetice mai mari se poate extinde restrictia la distanta de 10 x W. In aceasta situatie se poate considera ca se elimina aproximativ 98% din fluxul de cuplaj dintre traseele vecine.

Fig. . Aplicarea regulii 3W in vecinatatea unei gauri de trecere

Regulile enuntate se aplica si pentru vecinatatea traseelor agresive cu pastilele gaurilor de trecere. Asa cum poate fi urmarit in Fig. 27, prezenta unei gauri de trecere impune o suplimentare a distantei dintre cele doua trasee. Gaura de trecere poate actiona prin capacitate si inductivitatea proprie ca un element de cuplaj intre cele doua trasee. Trebuie luata in considerare dimensiunea totala a pastilei din jurul gaurii de trecere, inclusiv zona de izolare creata in planul de masa.

Fig. . Aplicarea regulii 3W pentru trasee diferentiale

In situatiile in care cele doua trasee vecine sunt doua trasee prin care se transmite un semnal diferential, atunci regula se modifica in sensul ilustrat de Fig. 28. Se observa ca fata de vecinatatea cu alte trasee se respecta regula 3W, dar intre traseele pereche se poate reduce distanta la 2W. De asemenea, figura atrage atentia si asupra faptului ca la marginea plachetei planul de masa trebuie sa depaseasca suprafata pe care sunt traseele cu cel putin W.

Exemplu

In Fig. 29 este prezentat un ansamblu de trei trasee paralele realizate pe acelasi strat. Daca traseele sunt realizate cu latimea W=6 mils (1mil=0,1in=0,254cm), atunci intre axele lor va asigura o distanta minima de 3W=18 mils, iar intre marginile lor va rezulta o distanta minima de 12 mils.

Fig. . Vederea de sus a unui ansamblu de trei trasee plasate conform regulii 3W

Gardarea traseelor agresive

Daca motive legate de o anumita densitate a traseelor pe placheta nu permit aplicarea regulii anterioare, se impun proceduri prin care traseele agresive (cu semnale de frecvente inalte) sunt ecranate.

Fig. 4. Gardarea traseelor cu semnale de frecventa inalta


Pentru ca procedeul sa fie eficient se impune ca traseele de gardare sa fie conectate prin cat mai multe puncte la planul de masa.

Lungimea traseelor

Am aratat in paragraful 3.12 ca lungimea traseelor trebuie limitata in multe situatii sub o anumita lungime critica lcr. Criteriul avut in vedere se referea la faptul ca timpul de raspuns al circuitului comandat trebuie sa depaseasca de 5 ori timpul de propagare pe linie, avand in vedere ca dupa acest timp fenomenele tranzitorii, produse de reflexiile pe linii, pot fi considerate incheiate. De asemenea, daca lungimea liniei este cunoscuta, rezultand in urma procesului de trasare a cablajului se poate estima daca se impune implementarea unei proceduri de adaptare de impedanta.

Exemple:

In exemplele urmatoare unitatea de masura pentru lungimi este inch-ul (1 in = 2,54cm), avand in vedere ca in practica realizarii cablajelor imprimate rezolutia elementelor de cablaj se obtine ca submultiplu al acestei distante.

1. Sa consideram o linie de tip microstrip realizata la suprafata unui cablaj imprimat. Lungimea liniei este 5 in si pe ea sunt interconectate sase intrari de circuite, fiecare avand capacitatea de intrare Cin=6 pF. Timpul de comutare al circuitelor este 5 ns. Parametrii geometrici ai liniei sunt: latimea traseului W= 0,01', grosimea lui T= 0,002' si distanta fata de planul de masa este H= 0,012'. Materialul substratului are permitivitatea electrica relativa er=4,7. Sa analizam daca aceasta linie necesita aplicarea unor impedante de adaptare.

Determinam parametrii Z0 si tp:

Determinam parametrii echivalenti rezultati in urma incarcarii capacitive a liniei. Pentru aceasta determinam mai intai capacitatea distribuita echivalenta:

Capacitatea specifica a liniei este:

Rezulta urmatorul timp de propagare echivalent:

Daca luam in considerare criteriul reamintit anterior pentru determinarea lungimii critice, rezulta:

Se observa ca lungimea liniei este peste valoarea lungimii critice, deci se impune realizarea adaptarii liniei. Daca am fi considerat un criteriu mai putin restrictiv, de exemplu acela ca timpul de comutare sa depaseasca numai de doua ori timpul de propagare pe linie, ar fi rezultat:

Acum lungimea liniei este mai mica decat lungimea critica, deci nu se impune o adaptare a liniei. Dar, evident criteriul de performanta avut in vedere pentru asigurarea CEM este mai slab.

2. Sa consideram acum o linie de tip stripline simpla. Lungimea liniei este 10 in si pe ea sunt interconectate sase intrari de circuite, fiecare avand capacitatea de intrare Cin=12 pF. Timpul de comutare al circuitelor este 3 ns. Parametrii geometrici ai liniei sunt: latimea traseului W= 0,01', grosimea lui T= 0,0014' si distanta fata de planele metalizate este H= 0,02'. Materialul substratului are permitivitatea electrica relativa er=4,6. Sa analizam daca aceasta linie necesita aplicarea unor impedante de adaptare.

Determinam parametrii Z0 si tp:

Determinam parametrii echivalenti rezultati in urma incarcarii capacitive a liniei. Pentru aceasta determinam mai intai capacitatea distribuita echivalenta:

Capacitatea specifica a liniei este:

Rezulta urmatorul timp de propagare echivalent:

Daca luam in considerare criteriul tc>5tpl pentru determinarea lungimii critice, rezulta:

Se observa ca lungimea liniei este mult peste valoarea lungimii critice, deci se impune realizarea adaptarii liniei. Daca am fi considerat al doilea criteriu de performanta specificat ]n exemplul anterior ar fi rezultat:

Acum rezulta ca lungimea liniei este mai mare decat lungimea critica si in functie de acest criteriu, deci se impune neaparat o adaptare a liniei.

Fig. 4. Frangerea traseelor pentru reducerea emisiei electromagnetice


In situatia in care semnalele transmise pe trasee sunt sinusoidale sau au un spectru de frecvente cunoscut se impune controlul lungimii segmentelor din care se construiesc traseele. Daca lungimea unui segment conductor este un multiplu intreg al lungimii de unda a semnalului, atunci acest segment devine o antena perfecta. Pentru a evita acest lucru se recomanda ca traseele sa fie trasate sub forma unor linii frante cu lungimea segmentelor sub cea mai mica lungimea de unda a semnalelor ce il strabat.

Asa cum poate fi urmarit in Fig. 31 traseul din partea superioara este o antena perfecta incepand cu semnalele ce au frecventa de 5 GHz. Prin frangerea traseului 2 se deplaseaza aceasta frecventa la 16,6 GHz.

Fig. 4. Influenta colturilor traseelor asupra CEM


Un alt aspect care poate influenta asigurarea CEM se refera la modul in care se realizeaza frangerile traseelor. La frecvente inalte este recomandat ca punctele de frangere sa nu fie realizate sub unghiuri de 90 . Asa cum poate fi urmarit in Fig. 32 este recomandat ca frangerea traseului sa fie obtinuta prin doua schimbari de directie succesive la 45 . Cu atat mai mult se vor evita unghiurile ascutite intre segmentele de traseu congruente.

In esenta, prezenta unor unghiuri mari accentueaza campul electric in vecinatatea lor (fapt echivalent cu cresterea capacitatii specifice), respectiv produce o reorientare brusca a fluxului magnetic (acest fapt fiind echivalent cu cresterea inductivitatii specifice). In felul acesta se poate considera ca in prezenta frangerilor se modifica impedanta specifica a traseului, rezultand fenomene de reflexie. Pentru un unghi de frangere de 45 se poate considera ca se obtine o diminuare a capacitatii specifice cu 57% fata de situatia in care schimbarea directiei se face brusc la 90 . De asemenea, pentru o diminuare substantiala a modificarii inductivitatii este recomandat ca cele doua schimbari succesive de directie la 45 sa asigure pentru raportul X/x valoarea maxima 2/1.

Daca frecventa semnalelor depaseste 10 GHz este recomandat ca schimbarea directiei de trasare sa se realizeze prin arce de cerc.

Dimensionarea condensatoarelor de decuplare

Condensatoarele de decuplare plasate pe plachetele cu circuite digitale au rolul de a elimina, de a drena perturbatiile cuplate galvanic prin intermediul traseelor de alimentare. In dimensionarea cestor condensatoare trebuie avuta in vedere structura curentului consumat de un circuit digital de la sursa de alimentare, structura prezentata in paragraful 1.

Decuplarea curentilor dinamici de comutare

( ‑ )

Decuplarea acestei componente a curentului se face prin plasarea unei capacitati in imediata vecinatate a circuitului protejat. Capacitatea C a condensatorului necesar decuplarii componentei iCCd se determina cu formula:

Marimile din formula anterioara au urmatoarea semnificatie: n reprezinta numarul de iesiri ale circuitului digital ce pot comuta simultan; Vip reprezinta tensiunea de imunitate la perturbatii a circuitului digital pentru gradul de imunitate ce dorim sa-l realizam pe placheta; IC si tc reprezinta parametrii curentului de comutare pentru circuitul decuplat.

Fig. 4. Plasarea condensatorului de decuplare


Pentru a caracterizarea calitatea decuplarii realizata de un anumit condensator plasat pe barele de alimentare langa o capsula se procedeaza in felul urmator. Se determina caderea de tensiune DV de la pinii de alimentare ai circuitului digital. Aceasta trebuie sa fie mai mica decat tensiunea imunitatii la perturbatii specifica gradului de CEM pe care ne propunem sa-l realizam (DV Vip). In figura urmatoare este ilustrata o varianta concreta in care se realizeaza pe cablaj aceasta decuplare.

Schema electrica echivalenta pentru acest circuit de decuplare este urmatoarea:

Fig. 4. Schema echivalenta a circuitului de decuplare


( ‑ )

Ld reprezinta inductivitatea echivalenta a circuitului digital, Lt inductivitatea liniei de alimentare (traseele abcd si efgh), iar Lc reprezinta inductivitatea parazita a condensatorului de decuplare. Le este suma celor trei inductivitati. Pornind de la aceasta schema echivalenta se poate evalua caderea de tensiune la bornele de alimentare pentru n iesiri ce comuta simultan cu formula:

Decuplarea curentului static de comutare

Curentul ICCs poate la randul sau genera componente perturbative, motiv pentru care, si acest curent trebuie decuplat. Acest lucru se realizeaza prin plasarea unui condensator de decuplare la cate un grup de circuite digitale (eventual pe o bara de alimentare). Considerand circuitele digitale conectate in cascada pe barele de alimentare, se poate determina numarul maxim de circuite ms la care trebuie plasat un condensator de decuplare cu relatia:

( ‑ )

R si L reprezinta rezistenta si inductivitatea liniei de alimentare, iar Tck este perioada ceasului care comanda comutarea circuitelor.

Valoarea capacitatii de decuplare se determina cu relatia:

( ‑ )

In relatie, n reprezinta numarul maxim de iesiri ce pot comuta simultan in functionarea grupului de ms circuite ce sunt decuplate, iar fck reprezinta frecventa ceasului care determina comutarile .

( ‑ )

Calitatea decuplarii se apreciaza cu relatia:

Limitari impuse de curentul mediu ICC0

( ‑ )

Componenta de curent continuu ICC0 limiteaza numarul maxim de circuite m0 ce pot fi legate in cascada pe o pereche de bare de alimentare:

Daca traseele de alimentare au o valoare relativ mare a rezistentei apare o denivelare a componentei continue a tensiunii de alimentare, denivelare care nu poate fi eliminata prin introducerea unor elemente de decuplare sau drenare.

( ‑ )

Pentru echipamentele electronice de inalta compatibilitate electromagnetica decuplarea trebuie sa mai satisfaca inca o conditie, si anume, condensatorul de decuplare trebuie sa aiba o comportare capacitiva la frecventa maxima de comutatie a circuitului digital. In functie de tipul condensatorului utilizat (de inductivitatea lui parazita) rezulta o valoare maxima a capacitatii de decuplare:

In unele situatii conditia anterioara nu poate fi indeplinita (mai ales in cazul condensatoarelor pentru decuplarea curentului ICCs). Pentru a imbunatati calitatea decuplarii si pentru aceste cazuri se conecteaza in paralel doua condensatoare. Unul va avea valoare mare, fiind in general egal cu Cs, iar celalalt valoare mult mai mica, fiind in general egal cu CM. Acesta din urma, avand valoare mai mica, se poate alege astfel incat sa prezinte o componenta inductiva parazita cat mai mica. Prin conectarea celor doua condensatoare in paralel se obtine o impedanta echivalenta care are o comportare capacitiva pentru un domeniu mai larg al frecventelor inalte.

Concluzii practice privind realizarea cablajelor imprimate pentru diferite familii logice

( ‑ )


Luand in considerare pentru familiile logice parametrii electrici ce intervin in relatiile anterioare, se pot formula o serie de recomandari practice pentru realizarea cablajului imprimat. Caracterizare globala a decuplarii familiilor logice se poate compara apeland la o marime denumita eficienta de decuplare, marime ce arata numarul maxim de iesiri ce pot comuta simultan pentru o decuplare particulara realizata:

Am aratat ca realizarea practica a decuplarii presupune plasarea unui condensator Cd langa fiecare capsula si plasarea unui condensator CS la cate un grup de ms capsule.

a) In cazul circuitelor CMOS se obtine in general o eficienta mare a decuplarii, n>>1. Se recomanda utilizarea unui singur condensator uzual de decuplare de capacitate 50-100nF plasat pentru 4-8 capsule. Avand in vedere valorile mici si comparabile ale curentilor ICCL si ICCH componentele ICC0 si ICCs pot fi neglijate in dimensionarea capacitatilor de decuplare. Daca circuitele sunt alimentate la tensiuni mari se recomanda realizarea unei linii de alimentare cu componenta inductiva cat mai mica (variantele c,d prezentate). In felul acesta se reduce radiatia EM parazita a liniei de alimentare.

b) Circuitele HCMOS prezinta cea mai mare eficienta de decuplare pentru toate gradele de CEM. Pentru realizarea gradelor C si D de CEM se recomanda utilizarea liniilor de alimentare cu componenta inductiva mica si, pentru decuplare, plasarea unui condensator de 5-10nF la 1-2 capsule. Avand in vedere valorile mici si comparabile ale curentilor ICCL si ICCH, componentele ICC0 si ICCs pot fi neglijate in dimensionarea capacitatilor de decuplare.

c) Pentru circuitele din familia TTL standard se constata o sensibilitate la perturbatii mai mare fata de situatiile anterioare. In multe situatii se obtine o eficienta a decuplarii subunitara (n<1), ceea ce arata ca decuplarea nu este eficienta nici pentru comutarea unui singur circuit. Numai pentru gradul A de compatibilitate EM se obtin valori ceva mai mari pentru eficienta decuplarii. Capacitatea de decuplare poate fi de 16-25nF. Pentru aceste circuite este obligatorie realizarea unor linii de alimentare antiinductive si daca este posibil utilizarea capsulelor cu montare pe suprafata.

d) Pentru circuitele HTTL eficienta decuplarii este mai mica decat a celor standard. Cablajele simplu si dublu strat nu pot fi utilizate numai pentru obtinerea unor grade de CEM redusa (A, B, C). In aceste situatii se vor utiliza linii de alimentare antiinductive si capsule cu montare pe suprafata. Capacitatile de decuplare pot fi de 10-20nF.

e) Circuitele LTTL au o comportare asemanatoare cu cele HCMOS din punctul de vedere al eficientei decuplarii. Numarul circuitelor ce pot fi conectate in cascada este mare m0 >34, ms >13. Este suficienta plasarea unui condensator de 20nF la fiecare capsula cu montare prin insertie si un condensator de 40-50nF pentru componentele SMD.

f) Circuitele STTL sunt cele mai sensibile la perturbatii prin linia de alimentare. Se poate obtine n>1 numai pentru gradul A de CEM. Deci nu sunt indicate cablaje mono si dublu strat. Sunt obligatorii liniile de alimentare antiinductive si capsulele cu montare pe suprafata. Capacitatile de decuplare vor avea valori intre 10-20nF.

g) in cazul circuitelor LSTTL numarul maxim de circuite ce pot fi conectate in cascada este m0=22 si respectiv ms =6. Pentru aceste circuite se conecteaza o capacitate de 50nF la fiecare grup de 6 capsule.

h) Circuitele de tip ECL desi au frecventele de comutare cele mai mari sunt mai putin sensibile la perturbatii pe liniile de alimentare decat circuitele STTL. Cu toate acestea pentru gradele mari de CEM D si E nu este recomandata utilizarea cablajelor simplu si dublu strat. Pentru gradele mici de compatibilitate se recomanda realizarea liniilor de alimentare antiinductive, utilizarea componentelor SMD si plasarea unor condensatoare de decuplare Cd de 1-5nF.



Politica de confidentialitate | Termeni si conditii de utilizare



DISTRIBUIE DOCUMENTUL

Comentarii


Vizualizari: 1468
Importanta: rank

Comenteaza documentul:

Te rugam sa te autentifici sau sa iti faci cont pentru a putea comenta

Creaza cont nou

Termeni si conditii de utilizare | Contact
© SCRIGROUP 2024 . All rights reserved