| CATEGORII DOCUMENTE |
| Aeronautica | Comunicatii | Electronica electricitate | Merceologie | Tehnica mecanica |
Avantaje :
Capacitate mare de a transmite informatie D ~ 50 Gbit/s;
Atenuare redusa a semnalului optic independent de debitul de informatie - permite legaturi fara regenerare de ordinul 2 - 300km;
Cabluri de volum redus, flexibile cu greutate mica (1 cablu cu diametrul de 1 cm poate contine 8 10 FO ) ;
Fara interferenta electromegnetica exista izolatie electrica intre componentele legaturii.
Structura unui sistem optic pentru comunicatii (SOC)
h
: reprezinta eficienta 
si are valori
cuprinse intre 0,8 0,9 .
Caracteristica
spectrala S(l)
tipica diodelor este de forma urmatoare :
Dl se
defineste la 
.
Liniaritatea diodelor de emisie este reprezentata astfel :
Functia pondere a FO este data de relatiile urmatoare :
H(f) = H(o)e
Pentru fibra optica
largimea de banda rezulta din caracterul trece jos al acesteia din punct de vedere al
infasuratoarei semnalului optic .
din care rezulta
ca 
Timpul de raspuns pentru cele doua tipuri de diode este :
LD ~ 1 ns
LED ~ 10 ns
Clasificare sistemelor optice :
Sisteme necoerente : care utilizeaza modulatia in intensitate a luminii (IM) ;
Sisteme coerente : in care se utilizeaza modulatia in amplitudine , frecventa sau faza a luminii .
Sistemele necoerente pot transmite informatia in banda de baza (BB - IM) sau utilizand o subpurtatoare sinusoidala de radiofrecventa (AM-IM , FM-IM , PM-IM pentru informatie analogica sau PSK-IM , DPSK-IM , FSK-IM pentru transmisia datelor binare ). De asemenea , se poate folosi o subpurtatoare in impuls pentru mesaj si modulatia in intensitate a luminii de tip OOK ( PPM-OOK , PDM-OOK , PAM-OOK pentru semnal analogic si PCM-OOK pentru semnal digital ).
AM-IM fOE(t) Mesaj analogic t fOE(t) m(t) w
max w
min FM-IM t t fOE(t) m k w
max w
min PSK-IM t t 1 0 1 t t ON OFF Te PAM-OOK m(t) fOE(t) fOE(t) t fOE(t) t PDM-OOK m(t) m(t) Dt ~ m(t) PPM-OOK t fOE(t) PCM-OOK m k
(NRZ) 1 0 0 1 1 1 1 0 1 Observatie : Semnalul de date PCM-OOK poate fi
codat CCI , HDB3 , 5B-6B sau poate fi obtinut la
iesirea unui scrambler
Sistemele necoerente utilizeaza detectia directa.
Sistemele coerente sunt in general utilizate pentru transmisii de date cu debite mari, unde lumina este o purtatoare sinusoidala ce poarta mesajul numeric prin modulatie cu salt de amplitudine de frecventa sau de faza (ASK , FSK , PSK-PPSK) . Aceste sisteme sunt realizate cu componente pretentioase.
Sisteme necoerente PCM-OOK
Conversia electric-optic si optic-electric presupune descompunerea luminii in fotoni de energie hn.
Apar doua consecinte :
densitatea spectrala a zgomotului termic nu este uniforma :
La frecvente optice ( ~ 2 300 THz ) valoarea lui hn este aproximativ 2 10-19J si nu mai este neglijabila in raport cu kT 4 10-21 ; rezulta o scadere a densitatii spectrale de putere a zgomotului (cu ~ 200dB mai redusa la 300 THz decat la frecvente joase).
2) sosirea fotonilor in zona activa a fotodiodei de receptie are caracter aleator conducand la aparitia zgomotului cuantic in procesul detectiei directe. Statistica Poisson este convenabila in acest proces :
unde P(x,T) reprezinta posibilitatea
de a receptiona x fotoni in timpul T , iar
iar energia optica W0 corespunzatoare unui bit va fi :
Posibilitatea de eroare BER (bit error rate) : Puterea optica este adesea exprimata in dBm ( 0 dBm 1mW , -60 dBm = 1 nW , etc ). Deoarece zgomotul semnificativ apare in receptor , iar decizia binara se ia in prezenta zgomotului pot sa apara erori dupa cum urmeaza :
BER = P(0) P0/1 + P(1) P1/0
Unde P(0) si P(1) reprezinta probabilitatea de aparitie a simbolurilor, iar P0/1 si P1/0 reprezinta probabilitatea ca simbolurile "0" si respectiv "1" ce au fost transmise sa fie eronat interceptate.
Schematic un receptor digital optic este prezentat in continuare :
Amplificator transimpedanta Circuit de decizie iph(t) Z iph(t)
= v(t) 0 , 1 fOR(t) v(t) t0 t1 m0 m1 t
unde m0, m1 (t0 , t1) reprezinta medii efective ale lui v(t) pe durata unui "0" si a unui "1", iar v(t) este aleatoare si se caracterizeaza printr-o densitate de probabilitate (PDF - probability density function), care depinde de simbolul transmis (1 , 0 ). Daca prin propagare (printr-un canal care are caracter de FTJ) pulsurile se latesc mai mult decat perioada de bit T atunci apare interferenta intersimbol (ISI) , iar PDF depinde de istoria bitilor transmisi anterior bitului supus deciziei.
p(v) v t1 t0 p0(v) p 1(v) m 0 m 1
Se observa deci ca BER
depinde in principal de zgomotul cuantic si termic precum si de ISI.
In graficul alaturat sunt urmatoarele marimi :
vth tensiunea de prag a deciziei ;
P0/1 probabilitatea de a deciziona eronat "1" daca a fost transmis "0";
P1/0 probabilitatea de a deciziona eronat "0" daca a fost transmis "1".
Ecuatiile specifice acestor probabilitati sunt urmatoarele :
Daca
Amintind distributiile Gaussiene va rezulta :
si atunci :
Dupa realizarea substitutiilor se va obtine :
Astfel se vor obtine probabilitatile de eroare in cazul unui "0" sau "1" dupa cum urmeaza :
unde erfc x este o functie tabelata
cunoscuta
iar daca
t
= t1
= t0 rezulta ca
Prezentam unele valori echivalente pentru BER si Q :
BER |
Q |
|
10-9 |
6 |
|
10-7 |
5 |
Raportul semnal/zgomot este :
In cazul utilizarii fotodiodelor cu avalansa t1 >>t0 si atunci Q RSZ . In acest caz vth trebuie luat mai aproape de m0 .
Se poate aprecia fluxul (puterea) optic
minim ( considerand numai zgomotul cuantic care afecteaza in principal
detectia simbolurilor "1" - zgomotul creste odata cu puterea
optica receptionata) ce trebuie receptionat pentru un BER
impus si un debit de informatie
Dar
Se observa ca :
Pentru a garanta un BER puterea optica
receptionata trebuie sa creasca proportional cu
fOR min reprezinta puterea optica ce trebuie sa fie receptionata in cazul simbolului "1" (nu medie);
fOR min este o limita cuantica sub care nu este posibila receptia cu BER impus ;
Alte surse de zgomot impun un flux f OR min > fOR min , valoarea lui f OR min reprezinta sensibilitatea receptorului optic ;
Puterea optica medie trebuie sa fie
Cea mai mare importanta o au transmisiile numerice .
Date :
Bilantul energetic (Bugetul de putere al SOC) :
-90dBm -60dBm -30dBm 0 dBm 10 100 1000 f f0E 1 mW 1 μW 1 nW
Dioda laser
Dioda LED
PIN
APD
Limita cuantica fOR
min
Sensibilitatea receptorului f OR min
Pentru fOR > 20 dBm intervin efecte neliniare .
Amax atenuarile + rezerva de siguranta intre emisie si receptie.
Sa luam un exemplu de bilant :
|
| |  SOC 140 Mbit/sfOE = - 15 dBm f'OR min = - 40 dBm Penalizare datorata dispersiei = +3dB Total A max = 22dB Pierderi in FO (l = 15km) = 15 dB Cuplaje : FO-FO , SO-FO , FO-RO Siguranta = 5 dB 22 dB |
SOC 565 Mbit/sfOE = 0 dBm f'OR min = - 40 dBm Total A max = 40 dB Pierderi in 70 km de FO = 28 dB Cuplaje = 6 dB Siguranta = 6 dB 40 dB La debite mari : - Amax scade si deci vor fi necesare statii de regenerare mai dese ; - dispersia devine dominanta datorita ISI . |
Acest calcul tine seama de dispersie introducand penalizarea datorata dispersiei. Daca apare ISI penalizarea creste, fiind necesar sa se reduca debitul .
Emisia optica in sistemele necoerente
In general sursele optice (LED, LD) utilizeaza modulatia directa in sistemele OOK (foarte rar se utilizeaza modulatoare externe).
Caracteristicile de conversie electric-optic, zgomotele asociate, distributia geometrica a puterii radiate, raspunsul la modulatie reprezinta principalele proprietati ale dispozitivelor de emisie LED are caracteristica de emisie fOE = f (iD) aproximativ liniara, stabila in timp. Comanda este relativ simpla, dar are insa largime spectrala mare, radianta scazuta si randament mic de cuplaj. Raspunsul LED-ului este de ordinul 2 4 ns (timpul de crestere al puterii emise pentru o comanda treapta) LD cu l optima pentru FO (domeniul in care acestea au pierderi reduse si dispersie mica) , largimea spectrala redusa, putere optica importanta, randament de cuplaj ridicat, timp de raspuns scurt de ordinul 0,1 0,2 ns . Au totusi cost ridicat si timp de viata limitat.
Influenta largimii spectrale a sursei asupra performantelor unui SOC
Se presupune o caracteristica spectrala a dispozitivului de emisie de tip Gaussian :
S(l) L 0,5 1 l l0
Daca impulsul optic emis este tot de tip Gaussian :
unde t este durata (efectiva) a pulsului emis [ns].
La receptie (dupa propagare) s-ar obtine :
unde d(l) este timpul de propagare al componentei spectrale l . Presupunem :
d(l) = d(l0) + D(l - l0)
Rezulta :
unde g2 = t2 + L2 D2 iar D = d L unde d este dispersia cromatica in ns / km nm (d scade in jurul l 1,3 1,4 mm) . De exemplu :
l0 = 0,8 mm L = 50 nm d = 100 ps/km nm
LED-urile prezinta fenomenul de intarziere cromatica (intre semnalul electric de modulatie si puterea optica).
fOE(t) m(t) fOE(t)
= P0 m [t - dc(l)] Comanda icomanda(t) fOE(t)
Driver
unde dc(t) reprezinta intarzierea cromatica. De obicei dispersia sursei este neglijabila in raport cu cea a FO. De asemenea , fOE depinde de frecventa curentului de comanda si atunci la frecvente mai mari trebuie supracomandat.
icomanda(t) fOE(t)
In plus in sistemele cu
modulatie liniara este necesara liniarizarea raspunsului
optic.
O schema generala de liniarizare a raspunsului unui LED este data in figura urmatoare :
- + FO splitter A1 g fOE(t) (1-g) fOE(t) fOE(t) A1 g fOE(t) i (t) A2 m (t) LED
Se presupune ca LED-ul are o caracteristica de emisie de tipul :
fOE(t) = a1 i(t) + a2
i2(t) =
A1 este transimpedanta amplificatorului monitor , iar A2 este amplificarea diferentiala a driverului.
i (t) = A2 [m(t) - A1 g fOE(t)]
Rezolvand ecuatia in i(t) ecuatia de gradul 2 ce rezulta prin combinatia relatiilor de mai sus este :
Rezulta :
de unde :
Un castig pe bucla de 10 reduce termenul de neliniaritate de 11 ori comparativ cu situatia fara reactie. In cazul diodelor LD caracteristica de emisie prezinta un prag .
iL max i th i i Tc i comanda i pol t f
OE(t) P0 P a
Circuitul de comanda trebuie sa asigure un curent i = i pol + i c (t) iar circuitul tipic MPF este prezentat in continuare :
- + PIN i pol V BB - V m (t) LD i com monitor
Acesta
mentine puterea optica medie
Schema generala privind detectia directa este urmatoarea :
i = t fOR fOR(t) Z v = z i = z t fOR(t) +
Schema tipica a unui receptor SOC :
Ph d
Alimentare
Circuit de decizie
Extrage ceas
date
AGC
I
II
III
I. Este format dintr-o fotodioda si un preamplificator de zgomot redus. Ph.d converteste semnalul optic in semnal electric. Exista in principal doua tipuri de preamplificatoare : cu impedanta ridicata si transimpedanta .
G RL IP CT -G IP CT RL a. b.
In figura a. se utilizeaza o rezistenta de sarcina mare RL pentru Ph.d , iar CT reprezinta capacitatea totala la intrare ( a Ph.d a preamplificatorului).
Dezavantajul
este largimea redusa de banda
In figura b. se poate realiza o sensibilitate ridicata in acelasi timp cu o banda de frecventa larga, ea fiind cel mai adesea utilizata in receptoarele SOC. Chiar daca RL este de valoare mare, ea apare la intrare dinainte de G ori rezultand o crestere de G ori a Df .
II. Canalul liniar este format dintr-un amplificator principal cu castig ridicat si un FTJ. O bucla AGC pastreaza la iesire acelasi nivel chiar daca la intrare apar variatii mari . FTJ formeaza impulsurile pentru a reduce ISI .
In
general acest FTJ fixeaza banda receptorului fiind proiectat pentru a
minimiza ISI. De obicei banda FTJ este mai redusa decat
FTJ poate fi astfel proiectat incat sa elimine interferenta intre simboluri corectand raspunsul intregului canal:
E > UE (f) FO U'R (f) E (f) H (f) t i T (i+1)T (i+2)T
Filtrul de egalizare se proiecteaza punandu-se conditia urmatoare :
ISI este minimizat (criteriul Nyquist) daca :
deci raspunsul impulsional va fi hout(t) :
De obicei se utilizeaza
criteriul Nyquist largit , care impune o simetrie a caracteristicii
frecventiale la
Hout (f) 1 f
Pentru a aprecia interferenta intersimbol ISI se utilizeaza diagrama ochi (DO) , care vizualizata permite o apreciere a performantelor receptorului din punct de vedere al ISI .
DO reprezinta suprapunerea grafica a tuturor posibilitatilor (2r ) pe durata unei perioade .
Tb= Momentul citirii Ideal Tb=
De exemplu pentru r = 3 se va obtine :
i - 2 i - 1 i y t
Zgomotul in procesul de receptie
Zgomotul
cuantic si cel tehnic afecteaza procesul de receptie, chiar
daca puterea optica incidenta este
PIN Receptor Receptor Iph + fOR
(t) PIN t Iph (t) IP = <Iph> la PIN t is (t) Zgomot cuantic preponderent (este in functie de Ip
) Receptor Receptor Iph + fOR
(t) t Iph (t) IP t i T Zgomot termic preponderent (nu este in functie de
Ip )
Zgomotul cuantic
Iph (t) = Ip + i s (t) unde Ip = R Pin este curentul mediu , iar is(t) reprezinta fluctuatiile aleatoare ale curentului ce se supun statisticii Poisson avand valoarea eficace ts :
unde Df reprezinta banda de frecventa efectiva a receptorului . Datorita curentului de intuneric Id care circula invers prin fotodioda atunci cand PIN = 0 trebuie ca ts sa fie modificata :
Zgomotul termic
La temperatura finita electronii in conductoare se misca aleator avand de obicei pe langa componenta termica si o componenta de drift , care exista in prezenta unei tensiuni aplicate .
Rezistenta de sarcina a fotodiodei RL produce zgomot termic :
I ph (t) = I p + i s (t) + i p (t)
Iar valoarea eficace a acestuia va fi tT . Atunci se va obtine :
unde kB reprezinta
Amplificatorul
introduce si alte zgomote deoarece are si alte componente ( R ,
componente active etc.) fiind caracterizat prin factorul de zgomot "Fn" care reprezinta de cate
ori amplificatorul creste valoarea eficace tT . Atunci
Zgomotul total va fi:
Receptorul cu dioda PIN
Raportul semnal/ zgomot este :
Rezulta :
unde responsivitatea PIN va fi :
In
cazurile practice unde tT >> ts si RSZtermic ~
RSZ poate fi crescut prin cresterea lui RL (utilizarea unui amplificator transimpedanta la intrare ). Zgomotul termic poate fi apreciat si printr-o alta marime si anume NEP (noise equivalent power) :
Valorile
uzuale ale lui NEP sunt cuprinse intre 1
10
care creste liniar cu valoarea lui PIN .
RSZ cuantic poate fi exprimat considerand numarul de fotoni continuti de simbolul "1" :
Daca RSZCUANTIC 20
dB va rezulta ca Np =
100 fotoni/bit . De exemplu la l=1,55mm se
obtine
Receptorul cu dioda APD (cu multiplicare) :
Aceasta dioda poate realiza un RSZ superior fata de receptoarele cu PIN , datorita castigului intern ce multiplica cu M fotocurentul produs de PIN :
Ip = M R PIN = RAPD PIN ; RAPD = M R
Daca zgomotul receptorului nu este afectat de castigul intern al APD , atunci RSZ va creste de M2 ori. Acest lucru nu este adevarat , iar RSZcu APD va creste mai putin . Zgomotul termic ramane acelasi deoarece nu depinde de Ip .
In APD multiplicarea se datoreste generarii prin ionizare in avalansa a perechilor secundare electron-gol printr-un proces aleator. Deci M este de fapt tot o variabila aleatoare , in calcule considerandu-se de fapt valoare medie . Se poate arata ca :
unde FA este factorul de zgomot in exces :
unde kA este un parametru al procesului denumit coeficient de ionizare .
FA depinde deci de M si kA ca in figura urmatoare :
M kA=0 0,005 0,05 0,5 1 FA=M FA 1 2 5 10 20 50 100 200 500 1000 . . 20 10 5 2
In general FA creste cu M ; kA trebuie sa fie mentinut la valori reduse care totusi sa permita performante ridicate ale receptorului .
unde este mai mic cu FA decat RSZlim. cuantica la receptorul cu PIN .
Se poate observa ca :
RSZ = f (M2)
Punand conditia ca
Mopt 100 pentru APD cu Si si Mopt 10 pentru APD cu InGaAs
Sisteme optice coerente
Sistemele coerente au fost dezvoltate incepand din 1980. In aceste sisteme este modulata frecventa sau faza purtatoare optice iar detectia este homodina sau heterodina. Exista doua motive care fac avantajoase sistemele coerente :
Sensibilitatea receptorului poate fi cu pana la 20 dB mai buna decat in sistemele necoerente cu modulatie in intensitate a luminii si detectia directa . Acest avantaj permite marirea distantei intre regeneratoare (Ex : ~ 100 km pentru l = 1,55 mm) ;
Permit utilizarea eficienta a benzii de frecventa a fibrei optice. Multe canale pot fi transmise simultan prin diviziune in frecventa .
Concepte de baza
Detectia coerenta se realizeaza ca in figura urmatoare :
Detector Bloc electronic Oscilator local "LO" wLO fOR (t) BC (Beam combiner) Date
Campul electric asociat undei receptionate este :
iar cel al LO este :
Presupunem
ca cele doua campuri sunt identic polarizate. Photodetectorul
"raspunde" la intensitatea undei luminoase
unde wIF = w0 - wLO . Deci puterea totala este :
Detectia heterodina :
Daca w0 wLO semnalul receptionat este demodulat in doua etaje :
Schimbatorul de frecventa din w0 in wIF (~ 0,5 5 GHz );
Demodulatorul care face trecerea din wIF in banda de baza .
Detectia homodina :
Daca w0 wLO si wIF = 0 semnalul rezulta direct in banda de baza prin schimbarea de frecventa . Curentul rezultat prin fotodetectie va fi :
unde R este responsivitatea detectorului . Tipic, daca PLO >> P rezulta ca Ps+PLO PLO. Termenul al doilea contine informatia si este utilizat in circuitul de decizie . Considerand ca fLO = fs va rezulta :
in cazul detectiei directe si :
deci puterea electrica disponibila dupa detectie va fi:
Dezavantajul
detectiei homodina se datoreste sensitivitatii la
variatiile fazei. Am considerat ca fLO = fs
, dar in realitate aceste marimi variaza aleator, diferenta lor fLO
- fs
poate fi facuta aproximativ
Detectia heterodina :
Puterea electrica disponibila :
Deci
imbunatatirea sensitivitatii receptorului
heterodina in raport cu detectia directa este
Cei 3 dB castigati la homodina sunt "platiti" prin complexitatea receptorului. La heterodina poate lipsi PLL optic.
Formatorul de modulatie : ASK(OOK) , PSK , FSK
a) Formatorul ASK(OOK) : Campul electric al undei receptionate va fi :
Es(t) = As(t) cos[w0t + fs(t)]
Unde As(t) are valorile pentru ASK OOK (on - off keying)
In sistemele coerente fs cst. (trebuie mentinut).
Se utilizeaza pentru emisie o dioda LD si un modulator extern (Mach-Zehnder sau un ghid optic semiconductor bazat pe electroabsorbtie). Aceste modulatoare se bazeaza pe adunarea in faza sau antifaza a doua unde care provin de la o sursa optica sau pe absorbtie comandata electric a undei ce se propaga printr-un ghid optic.
Au fost realizate emitatoare coerente ASK de 10Gbit/s .
b)
"1" "0" "1"
Formatorul
PSF : unde js = 0 pentru "1" si js = 1 pentru
"0" .
Implementarea FSK necesita un modulator extern caruia i se aplica semnalul optic monocromatic continuu de la un LASER cu emisie continua (cw - continous wave)
Utilizarea PSK impune ca faza purtatoarei optice sa fie extrem de stabila pentru ca informatia sa poata fi extrasa fara ambiguitate la receptie ( nu sunt admise
variatii de faza ale emitatorului si ale oscilatorului local si largimea spectrala a radiatiei optice trebuie sa fie minima).
DPSK nu pune conditii asa de stranse ca PSK privind largimea spectrala a semnalelor optice.
c) Formatorul FSK :
unde "+" sau "-" corespund valorilor "1" sau "0" ale bitului transmis. Daca scriem :
Se observa ca FSK poate fi privita ca un PSK in care faza creste sau scade liniar pe timpul unui bit. Alegerea lui Df depinde de largimea de banda disponibila. Largimea de banda a unui semnal FSK este :
BFSK Df + 2B
unde
|
Politica de confidentialitate | Termeni si conditii de utilizare |
Vizualizari: 1707
Importanta: 
Termeni si conditii de utilizare | Contact
© SCRIGROUP 2024 . All rights reserved
