Proiectarea unui generator de semnal sinusoidal

PROIECT

la disciplina

Dispozitive si Circuite Electronice

Scopul acestei lucrari este proiectarea unui generator de semnal sinusoidal pentru domeniul de audiofrecventa.

I. Prezentare generala

Generatorul este format din urmatoarele blocuri:

- un oscilator realizat cu un circuit Amplificator Operational avand frecventa reglabila in trepte si fin intre 30Hz si 28KHz.

- un etaj buffer care permite reglarea amplitudinii semnalului in trepte si fin intre 3mV si 4V pe o sarcina considerata pur rezistiva si de valoare R_L=50Ω

- o sursa de alimentare stabilizata care alimenteaza Amplificatorul Operational cu o tensiune bipolara 10V si etajul buffer.

Fig. 1. Schema bloc a generatorului de semnal sinusoidal

II. Oscilatorul

II.1. Amplificatorul Operational

Circuitul principal al generatorului este oscilatorul realizat cu amplificatorul operational cu reactie negativa. Amplificatorul operational are doua intrari: una inversoare, notata pe schema cu "-", si una neinversoare notata pe schema cu "+". La iesirea amplificatorului se va regasi diferenta semnalelor de la intrare, amplificata:

U_ies= A(U_in⁺-U_in^-)

Unde:

U_ies este tensiunea la iesirea amplificatorului

U_in⁺ tensiunea la borna neinversoare

U_in^- tensiunea la borna inversoare

A amplificarea A.O.

Amplificatorul operational este de tip UA741CN, produs de ST Microeletronics in capsula DIP cu 8 pini, avand urmatorii parametri mai importanti:

II.2. Reactia pozitiva

Oscilatorul este format din Amplificatorul Operational cu reactie negativa si un circuit de reactie pozitiva, in functie de care sunt amplificate semnalele cu anumite frecvente, iar altele sunt atenuate.

Exista mai multe tipuri de circuite folosite in reactia pozitiva, dintre aceste vom aminti doar 3, din care vom alege una pentru realizarea proiectului. Aceste circuite lasa sa treaca semnale cu frecventa numai intr-o anumita banda de frecventa, de aceea se mai numesc si filtre trece banda, si nu introduc nici o defazare semnalului.

Pentru aceste circuite de o importanta deosebita sunt expresiile functiei de transfer β(ω) si frecventa de lucru. Si defazarea este importanta, insa asa cum am precizat defazarea in cazul acestor circuite este nula, fiind folosite pe intrarea neinversoare a amplificatorului operational, care deci nu introduce nici el defazare. Exista si circuite formate din celule care au rol de filtru trece jos sau trece sus - lasa sa treaca semnalele cu frecventa mai mica, respectiv mai mare decat frecventa de lucru -, care introduc o defazare de 180 si care se conecteaza pe intrarea inversoare a amplificatorului, astfel incat cu defazarea suplimentara de 180 introdusa de amplificator, la iesire semnalul sa fie in faza cu semnalul de la intrare.

Functia de transfer este definita ca raportul dintre tensiunea de la iesirea si tensiunea de la intrarea circuitului , in timp ce frecventa de lucru este definita, in cazul filtrelor trece banda, drept frecventa la care functia de transfer are un maxim global.

II.2.1. Reteaua dublu gamma

Schema retelei dublu gamma este:

Fig. 2. Retea dublu gamma

Functia de transfer a acestui circuit este:

unde astfel

, deci

si deci expresia functiei de transfer este: .

Modulul functiei de transfer este dat de relatia: .

Maximul functiei se obtine cand a doua paranteza se anuleaza de sub radical se anuleaza, adica pentru , de unde .

In cazul particular R₁ = R₂ = R si C₁ = C₂ = C relatiile devin:

, ,

Fig. 3. Caracteristicile de transfer si faza pentru reteaua dublu gamma

II.2.2. Reteaua dublu T

Reteaua dublu T este formata din doua celule T, asa cum se poate vedea si din schema:

Fig. 4. Reteaua dublu T

Functia de transfer a acestui circuit este:

unde

si

La frecventa caracteristica ω₀ functia de transfer devine:

Se disting 3 cazuri in functie de valorile pe care le ia parametrul k:

k<0,5 - functia de transfer este reala si negativa la frecventa de lucru, circuitul comportandu-se ca un filtru trece banda

k=0,5 - functia de transfer este 0, deci apare o rejectie completa a semnalului

k>0,5 - functia de transfer este reala si pozitiva, circuitul se comporta ca un filtru opreste banda

Datorita complexitatii sporite nu vom alege pentru proiectarea oscilatorului reteaua dublu T ci o retea Wien.

II.2.3 Reteaua Wien

Reteaua Wien, este cel mai folosit circuit RC pentru reactia pozitiva din oscilatoare.

Fig. 5. Reteaua Wien

Functia de transfer a retelei Wien are expresia:

modulul acesteia fiind:

care prezinta un maxim de valoare pentru

In cazul particular in care R₁ = R₂ = R si C₁ = C₂ = C relatiile devin:

, ,

In proiectarea oscilatorului vom folosi acest caz particular deoarece rapoartele si trebuie sa fie constante si asta ar face acordul oscilatorului mai dificil.

Fig. 6. Caracteristicile de transfer si faza a retelei Wien

De o importanta deosebita sunt si aspectele legate de impedantele de intrare si iesire ale retelei Wien , care trebuie sa satisfaca anumite relatii impreuna cu impedantele de intrare , respectiv de iesire ale amplificatorului . Aceste relatii sunt legate de conditiile de idealitate in care a fost dedusa analitic caracteristica de transfer a retelei . In aceste conditii de idealitate , impedanta de iesire a amplificatorului (considerat ca generatorul care ataca reteaua) a fost considerata nula , iar impedanta de intrare la borna neinversoare a amplificatorului (considerata ca sarcina a retelei Wien) a fost considerata infinit de mare (reteaua in gol). Cum aceste valori nu pot fi obtinute practic , se va cauta ca rezistentele de intrare , respectiv iesire ale amplificatorului sa satisfaca conditiile de idealitate prin inegalitatile:

R^amplificator_iesire<< R^Wien_intrare

R^amplificator_intrare>>R^Wien_iesire

Se calculeaza analitic impedantele de intrare ale retelei Wien la w

R^Wien_intrare=3R

R^Wien_iesire=

Astfel se va proiecta oscilatorul, astfel incat conditiile de mai sus sa fie indeplinite. Realizarea unei retele Wien a carei frecvente f₀ sa poata fi reglata in cazul nostru pe aproape trei decade (30Hz-28kHz) se va face prin introducerea , in locul rezistentelor din retea a unor rezistente variabile intre Rmin si Rmax astfel incat

f_min> si f_max<.

Cum introducerea doar a rezistentelor variabile nu este eficace in cazul gamei largi de frecvente , se vor folosi 3 condensatoare pe fiecare decada.

Fig. 7. Reteaua de reactie pozitiva

Astfel asa cum se poate observa si din schema retelei de reactie pozitiva se foloseste un comutator care face trecerea intre cele 3 benzi, in timp ce potentiometrul stereo realizeaza reglajul fin. Potentiometrul stereo este alcatuit din doua potentiometre cu aceeasi valoare a rezistentei, atezate pe acelasi ax, astfel incat la orice moment cele doua potentiometre sa aiba aceeasi valoare.

II.2.4. Proiectarea Retelei Wien:

Am impartit asadar, gama 30Hz..28kHz in trei benzi alese in felul urmator:

Banda I:30Hz.300Hz

Banda II:300Hz.3KHz

Banda III:3KHz.28KHz

Am ales benzile astfel incat sa fie acoperit cat mai facil domeniul de frecvente dat.

Potentiometrul stereo care realizeaza reglajul fin se produce in putine valori de aceea suntem nevoiti sa incepem proiectarea retelei plecand de la alegerea acestuia. Vom alege un potentiometru cu valoarea de 10KΩ cu o toleranta de 5%. Potentiometrele cu pelicula de carbon prezinta o variatie destul de mare cu temperatura a rezistentei, avand un coeficient ce poate ajunge la -1200ppm/C, ceea ce se traduce intr-o crestere a tolerantei cu inca 5% in gama de temperaturi 0-60C. Astfel in calcule vom considera ca potentiometrul are o toleranta de 10% care astfel acopera variatia maxima a valorii rezistentei.

Vom proiecta acest circuit pentru cazurile cele mai defavorabile, folosind rezistente din seria E96, care prezinta o toleranta de 1% si condensatoare din seria E12, care prezinta o toleranta de 10%. Folosim aceste componente ce prezinta tolerante mici pentru o precizie cat mai mare a reglajului si pentru o departare cat mai mica de la frecventele minima si respectiv maxima alese pentru fiecare banda.

In cazul cel mai defavorabil frecventele de sus si respectiv de jos ale benzii sunt date de relatiile:

respectiv

unde:

f_Max este frecventa maxima din banda

f_min este frecventa minima din banda

R_Max este valoarea maxima a rezistentei

R_min este valoarea minima a rezistentei

C_Max este valoarea maxima a condensatorului

R si C sunt valorile nominale are rezistentei respectiv condensatorului

Plecand de la aceste formule prin calcule se ajunge la ecuatia:

in care inlocuind se ajunge la o ecuatie de ordinul I in R, din care putem afla valoarea lui R:

Din acest rezultat observam ca R nu se modifica la schimbarea benzii deoarece atat f_min cat si f_Max cresc de 10 ori si raportul ramane aproximativ constant. Ceea ce ne permite sa calculam valoarea rezistentei, iar pentru modificarea benzii se vor schimba valorile capacitatii condensatorului C.

Astfel din calcule, pentru banda I rezulta R=793Ω valoare pe care o obtinem prin inserierea unei rezistente de 750Ω cu una de 43Ω, ambele cu toleranta 1%. Se observa ca aceasta valoare respecta conditiile de idealitate, deci mai departe putem considera amplificatorul operational ca fiind ideal.

Banda I: 30.300Hz

Calculam condensatorul retelei Wien plecand de la :

din care rezulta C=602nF.

Alegem trei condensatoare ceramice multistrat, puse in paralel, avand valorile 470nF, 100nF si 33nF. Toleranta lor este de 10% si aceeasi toleranta o va avea si gruparea.

Pentru acest caz : si

Pentru cazul in care R si C au valorile nominale: si , deci banda de frecvente propusa este atinsa.

Banda II: 300Hz.3KHz:

, deci C=60,2nF

Alegem trei condensatoare ceramice multistrat cu valorile de 47nF, 10nF si 3,3nF intr-o grupare derivatie.

In cazul in care R si C au valorile nominale si , deci banda de frecvente propusa este atinsa.

Banda III: 3KHz.28KHz:

, deci C=6,45nF

Alegem patru condensatoare intr-o grupare derivatie: 2 condensatoare ceramice multistrat de 4,7nF si respectiv 1,5nF si doua condensatoare ceramice disc cu valorile e 100pF, respectiv 150pF

In cazul in care R si C au valorile nominale si , deci banda de frecvente propusa este atinsa.

Dupa cum se observa in cazul cel mai defavorabil benzile se continua astfel incat sa fie acoperita intreaga gama de frecvente, iar in cazul in care componentele au valori apropiate de cele nominale benzile se suprapun. Astfel toate frecventele din gama sunt atinse indiferent de valoarea componentelor aflate in toleranta specificata de producator.

II.4. Reteaua negativa

Fig. 8. Reteaua de reactie negativa

Acest circuit este realizat cu un tranzistor TEC-J si are rolul de a mentine amplificarea circuitului la valoarea 3 atunci cand semnalul la iesire este de 4V, in conformitate cu relatia lui Barkhausen. Atunci cand semnalul de iesire tinde sa creasca , amplificarea circuitului scade, iar cand semnalul scade, amplificarea creste.

Pentru tensiuni de drena-sursa mici (mai mici de 0,4V pentru tranzistoarele de mica putere) tranzistorul se comporta ca o rezistenta dependenta de tensiunea V_GS:

cu

Reactia negativa este realizata folosind un divizor de tensiune format din R₁₆ si R₁₅+r_d unde r_d este rezistenta canalului tranzistorului TEC-J, care asa cum am expus mai sus este dependenta de tensiunea V_GS in anumite conditii.

Vom folosi un tranzistor BF256 cu V_T=2V, I_DSS=10mA.

Daca V_GS=KV_o , (K subunitar) atunci r_d este o functie crescatoare de V_o.

Tensiunea VGS se obtine din tensiunea sinusoidala de la iesire, folosind un redresor monoalternanta (realizat cu dioda D₁₂ de tip 1N4148) cu filtru capacitiv (R₁₆, C₁₈), astfel incat pentru f_oR₁₆C₁₈>>1 rezulta VGS=KV_o.

Daca alegem rezulta V_GS=0,4V si r_d=125Ω. Amplitudinea tensiunii drena-sursa se determina cu expresia:

si tinand cont ca V_DS<0,4V rezulta R₁₅=330Ω, iar din conditia R₁₆=2(R₁₅+r_d) rezulta R₁₆=910Ω.

Alegem R₁₈=10KΩ si din conditia filtrului capacitiv f₀R₁₈C₁₈>>1 rezulta C₁₈=470μF. Potentiometrul R18 are dublu rol in acest circuit, facand parte din filtrul capacitiv si in acelasi timp din el se realizeaza reglajul tensiunii grila-sursa a tranzistorului pentru ca rezistoarele R15 si R16 sa aiba valori standardizate.

Imediat dupa alimentarea cu tensiune continua a oscilatorului V₀=0V si r_d=r_d0=100Ω, ceea ce inseamna ca amplificarea este mai mare de 3, ceea ce inseamna ca oscilatorul indeplineste conditia pentru aparitia oscilatiilor. Dupa ce tensiunea de la iesire ajunge la 4V, rezistenta canalului tranzistorului creste la 125Ω si este indeplinita conditia lui Barkhausen, ceea ce inseamna ca semnalul nu va mai creste in tensiune. Daca ar creste semnalul de iesire la V₀=6V, atunci V_GS=0,6V si din formula dependentei rezistentei canalului de tensiunea grila-sursa, r_d= 143Ω si amplificarea scade la 2,92 ceea ce inseamna ca amplitudinea oscilatiilor scade pana se revine la 4V.

Fig. 10. Oscilatorul cu punte Wien si reactie negativa cu TEC-J

III. Bufferul

III.1. Atenuatorul

Atenuatorul este un circuit realizat cu celule "pi", al carui rol este de a permite reglarea in trepte si fin a amplitudinii semnalului preluat de la oscilator. Schema acestui circuit este cea de mai jos:

Fig. 11. Atenuatorul cu celule "pi"

Atenuatorul trebuie sa permita reglarea amplitudinii intre 3mV si valoarea maxima a semnalului de la oscilator, 4V. Pentru aceasta am impartit gama in 3 benzi astfel:

Banda I: 4V.400mV

Banda II: 400mV.40mV

Banda III: 40mV.3mV

Asa cum se poate observa si din schema rezistentele R₂₁.R₂₅ formeaza un divizor de tensiune in trepte decadice. Aceste rezistente realizeaza reglajul in trepte a tensiunii, in timp ce potentiometrul R₂₀ si rezistentele R₂₆.R₂₉ formeaza inca un divizor de tensiune, care insa permite reglajul fin al amplitudinii semnalului. Acest divizor ia tensiunea de la primul divizor, care reprezinta tensiunea maxima a benzii alese si o micsoreaza pana la tensiunea minima a benzii data de rezistentele R₂₆.R₂₉.

Am plecat la proiectarea atenuatorului de la alegerea rezistentei R₂₅ de 1KΩ, de pe care se va prelua tensiunea de 40mV. Stiind ca aceasta provine din tensiunea de 400mV, divizata prin 10, am calculat cealalta rezistenta din divizor, care trebuie sa fie de 9 ori mai mare decat R₂₅ deci trebuie sa aiba 9KΩ, valoare obtinuta prin inserierea unei rezistente de 6,8KΩ cu una de 2,2K.

Tensiunea de 400mV se obtine din cei 4V furnizati de oscilator tot printr-un divizor cu raportul de divizare . Tensiunea de 400mV se culege de pe rezistentele R₂₃+R₂₄+R₂₅ care insumate dau 10KΩ si deci cealalta rezistenta a divizorului trebuie sa aiba valoarea 90KΩ, valoare obtinuta din doua rezistente inseriate de 82KΩ si 8,2KΩ. Astfel s-a obtinut un divizor de tensiune in 3 trepte cu rapoartele de divizare de si .

Pentru cel de-al doilea divizor, din care se face reglajul fin, se alege un potentiometru de 10KΩ. Stim ca atunci cand cursorul potentiometrului este la minim, tensiunea la iesirea atenuatorului este chiar tensiunea maxima a gamei, adica tensiunea data de primul divizor. Cand potentiometrul are cursorul la maxim, deci rezistenta maxima, tensiunea la iesirea atenuatorului trebuie sa fie minima, in acest caz :

unde U₁ este tensiunea de la iesirea atenuatorului

U₂ este tensiunea maxima din gama

R este valoarea rezistentei fixe din divizorul de tensiune

P este valoarea potentiometrului in cazul cel mai defavorabil

Din aceasta ecuatie se scoate R si se obtine:

Banda I R=1KΩ, astfel tensiunea minima la iesirea atenuatorului in cazul cel mai defavorabil este de 400mV, iar in cazul in care componentele au valorile nominale tensiunea este de 364mV

Banda II R=1KΩ, si tensiunea minima in cazul cel mai defavorabil este de 40mV si in cazul in care componentele au valori nominale de 36,4mV

Banda III R=720Ω, obtinuta din doua rezistente de 620Ω si 100Ω inseriate. Tensiunea minima in cazul cel mai defavorabil este de 2,96mV, iar in cazul in care componentele au valorile nominale tensiunea este de 2,69mV

III.2. Bufferul

Bufferul este un etaj de amplificare care are rolul de a realiza adaptarea de impedanta intre iesirea atenuatorului si rezistenta de sarcina. Aceste etaj este necesar deoarece sarcina, considerata pur rezistiva, are o valoarea mica - 50Ω - si in consecinta la valoarea maxima a amplitudinii semnalului prin aceasta va trece un curent cu o amplitudine de 80mA, mult peste valoarea curentului pe care oscilatorul o poate genera, care este de maxim 25mA cand iesirea acestuia este scurtcircuitata.

Acest etaj este realizat cu un tranzistor in conexiune colector comun, despre care se stie ca se comporta din punct de vedere al impedantelor de intrare si iesire ca un amplificator ideal de tensiune, are impedanta de intrare mare si impedanta de iesire mica, dar are amplificarea in tensiune apropiata de 1, si amplificarea in curent mare. Aceste caracteristici face acest etaj ideal pentru scopurile propuse.

Fig. 12. Bufferul cu tranzistor in conexiune colector comun

Asa cum se poate observa si din schema tranzistorul Q₃₁ este in conexiune colector comun, in timp ce tranzistorul Q₃₂ formeaza o sursa de curent constant care variaza cu cel mult 8% in gama de temperaturi 0C - 60C. Sursa de curent compensata cu temperatura este importanta data fiind variatia puternica a parametrilor tranzistorului cu temperatura care ar afecta stabilitatea circuitului si ar putea duce in anumite cazuri la intrarea in blocaj sau saturatie a tranzistorului Q₃₁.

Pentru a pastra la iesire forma sinusoidala a semnalului de intrare se impune o functionare a tranzistorului Q₃₁ in regiunea activa normala. Pentru a se evita intrarea in blocare se impune ca I_C>I_c, iar pentru a evita intrarea in saturatie trebuie ca V_CE>V_ce+V_CEsat, unde I_C si V_CE sunt valorile din punctul static de functionare, iar I_c si V_ce sunt amplitudinile semnalului pentru curentul de colector respectiv pentru tensiunea colector-emitor.

Cum si V_ce=V_O conditiile pentru punctul static de functionare devin:

Alegem punctul static de functionare in I_C=100mA si V_CE=5V. Pentru alegerea tipului de tranzistor se are in vedere ca:

Cunoscand acestea alegem un tranzistor de audiofrecventa BC337-40 produs de Motorola avand principalii parametri:

Sursa curent va fi realizata cu acelasi tip de tranzistor polarizat in acelasi punct static de functionare. Trebuie determinate valorile rezistentelor R₃₃, R₃₄ si R_E astfel incat in punctul static de functionare curentul de colector sa nu varieze cu mai mult de 8% in gama de temperaturi aleasa. Limitele impuse au rolul de a asigura functionarea tranzistorului Q₃₁ in regiunea activa normala in toata gama de temperaturi si de asemenea variatiile reduse ale curentului de colector se traduc intr-o variatie redusa a parametrilor tranzistorilor.

Din schema de curent continuu se observa ca:

Din catalog rezulta la T=T₀ si I_C=100mA, β_F=400 cu o dispersie intre β_Fm=250 si β_FM=630 si V_BE=0,7V cu o dispersie tehnologica de la V_BEm=0,6V la V_BEM=1,1V.

I_C este maxim cand β_F are cea mai mare valoare, iar V_BE valoarea cea mai scazuta. La T=T_M din calcule se obtin urmatoarele valori pentru β_F si V_BE:

Similar I_C este minim la temperatura T_m cand β_F este minim si V_BE este maxim:

Fig. 13. Circuit pentru calculul punctului static de functionare

Din aceste relatii prin scadere rezulta ecuatia:

din care rezulta:

in care punand conditia ca I_CM sa fie cu 8% mai mare decat I_C si I_Cm cu 8% mai mic decat I_C se calculeaza R_BB=568Ω. Se aleg valorile standard pentru R₃₄ si R₃₃ 910Ω si respectiv 1,5KΩ. Aceleasi valori le vor avea si rezistentele R₃₁ si R₃₂ care polarizeaza tranzistorul in conexiune colector comun.

R_E rezulta din conditia ca pe ea sa nu cada o tensiune mai mare de V_CE de 50Ω si data fiind valoarea sa mica puterea disipata P_d=5V0,1A=0,5W.

Tensiunea de alimentare a circuitului este: .

Cu aceste date rezulta ca I_C variaza intre 104,5mA si 88,6mA. Se observa ca pentru valoarea minima este indeplinita conditia ca tranzistorii sa nu intre in blocare.

Calculele de curent alternativ presupun mai intai calculul parametrilor hibrizi:

, dat din catalog

Rezistenta de iesire a sursei de curent constant ne da:

Din aceste date numerice rezulta ca circuitul indeplineste conditiile de regim dinamic cerute etajelor de iesire. Fara a modifica forma si marimea semnalului aplicat la intrare etajul realizeaza o transformare de rezistenta care ii permite sa fie atacat in tensiune si respectiv sa se comporte la bornele sarcinii ca un generator de tensiune.

Fig. 14. Schema atenuatorului cu buffer

IV. Sursa de alimentare

Sursa de alimentare va asigura cele doua tensiuni de alimentare pentru amplificatorul operational si tensiunea de alimentare pentru etajul de amplificare final, direct de la reteaua de 220V. Sursa este formata asa cum se vede si din schema bloc dintr-un transformator care coboara tensiunea de la retea la 12V pentru sursa amplificatorului operational, respectiv 18V pentru alimentarea bufferului. Aceasta tensiune este transformata din curent alternativ in curent continuu in etajul de redresare si filtrare si apoi este stabilizat pentru a evita variatia tensiunii cu sarcina.

Fig. 15. Schema bloc a sursei de alimentare

IV.1. Transformatorul

Rolul transformatorului este de a reduce tensiunea furnizata de reteaua de curent electric la valorile necesare pentru circuitul de redresare.

Transformatorul va fi confectionat din tole "E+I" care au cotele standard in figura:

Fig. 16. Dimensiunile tolei STAS economice (E+I)

In proiectarea transformatorului vom pleca de la urmatoarele date initiale:

Folosind aceste date se calculeaza parametrii transformatorului pentru varianta de proiectare "fara izolatie intre straturi".

Puterea totala absorbita din secundar: P₂=U₂₁I₂₁+2U₂₂I₂₂=180,2+2120,05=4,8W

Puterea absorbita din primar pentru η=0,85:

Sectiunea miezului magnetic:

Numarul de spire pe volt necesare:

Numarul de spire din primar:

Numarul de spire din cele 2 secundare:

Curentul din infasurarea primara:

Diametrele conductorilor de bobinaj: din primar:

din secundar:

Se aleg diametrele standardizate: d1=0,1mm; d21=0,3mm; d22=0,15mm

Ariile ocupate de infasurari in fereastra tolei pentru tehnologia "fara izolatie intre straturi":

Aria totala ocupata de infasurari este A_t=A₁+A₂=1,117cm²

Dimensiunea tolei este si se aleg tole STAS E8

Grosimea pachetului de tole este

Numarul de tole necesare este

A rezultat un transformator cu urmatorii parametri:

IV.2. Redresorul si filtrul:

Schema propusa:

Fig. 17. Etajul de redresare si filtrare

Pentru redresare folosim 2 punti W10M care suporta maxim 1,5A si o tensiune maxima de 100V, iar condensatoarele de filtraj vor fi de 2200μF cu tensiunea maxima de 16V pentru C₃₃ si C₃₄ si respectiv 24V pentru C₃₅.

IV.3. Stabilizatoarele

Pentru etajul de stabilizare vom folosi stabilizatoare serie cu reactie negativa, fara amplificator de eroare. Acest gen de etaj de stabilizare ofera un raport pret calitate optim, oferind o stabilizare buna cu un numar foarte mic de componente.

In aceste circuite cresterea tensiunii de iesire (datorita cresterii tensiunii de intrare sau scaderii curentului de sarcina) produce o scadere a curentului in elementul de control, un tranzistor, care produce o crestere a tensiunii pe acesta, care reduce din tensiunea de la iesire.

Vom realiza 3 stabilizatoare, pentru fiecare tensiune pe care sursa trebuie sa o furnizeze circuitele diferind.

Circuitele pentru tensiunile de +10V si -10V au schemele de mai jos:

Fig.18. Stabilizatoarele pentru tensiunile +10V, respectiv -10V

Din schema se poate observa ca tensiunea de iesire este diferenta dintre tensiunea ce cade pe dioda zenner si V_BE: . Pentru tranzistorul BC107 ales in acest circuit, cat si pentru complementarul acestuia BC177, tensiunea V_BE este de aproximativ 0,7V, in consecinta vom alege diode zenner de 11V, astfel incat la iesire sa avem o tensiune .

Pentru tranzistorul BC107B h_fe are valori tipice de 300, deci curentul de baza pentru un curent de colector de 50mA este: , iar prin dioda trece un curent tipic de 11,5mA, deci prin rezistenta R42 va trece un curent de 11,67mA si pe ea va cadea o tensiune de 2V. Putem deci calcula valoarea acestei rezistente: . Vom alege valoarea standardizata 180Ω. In acest caz puterea disipata de rezistenta va fi de deci putem folosi un rezistor de 0,25W si toleranta 1%.

Asa cum se poate observa din schema am introdus si un LED care sa indice prezenta tensiunii, caz in care LED-ul va lumina, sau a unui eventual scurtcircuit, caz in care LED-ul nu va emite lumina.

Pentru calculul rezistentei R41 vom pleca de la curentul ce trece prin LED si care trece si prin rezistenta si care are valoarea de 20mA. Pe rezistenta cade o tensiune , deci rezistenta trebuie sa aiba valoarea si vom alege o rezistenta de 360Ω din seria E96, cu toleranta de 1%. Puterea disipata de aceasta rezistenta este de 146mW deci putem folosi o rezistenta de 0,25W.

Calculele sunt valabile pentru ambele stabilizatoare. Trebuie insa refacute calculele pentru stabilizatorul de 15V, care are schema de mai jos:

Stabilizatorul pentru tensiunea de 15V