Scrigroup - Documente si articole

Username / Parola inexistente      

Home Documente Upload Resurse Alte limbi doc  

CATEGORII DOCUMENTE





AeronauticaComunicatiiElectronica electricitateMerceologieTehnica mecanica


SURSE DE ALIMENTARE - Proiectarea unui convertor “Flyback”

Electronica electricitate

+ Font mai mare | - Font mai mic







DOCUMENTE SIMILARE

Trimite pe Messenger
PROIECT COMUNICATII OPTICE
Transformatorul de retea
SURSE DE ALIMENTARE - Proiectarea unui convertor “Flyback”
PROIECT PROIECTAREA SCOOTERULUI ELECTRIC
Solutii test matrice calificare domeniul ELECTRIC
NORMATIV PENTRU PROIECTAREA SI EXECUTAREA SISTEMELOR DE ILUMINAT ARTIFICIAL DIN CLADIRI
OPTIMIZAREA UNUI CELULE PV
PROBLEMA LABORATOR ILUMINAT
DEFORMARE MAGNETICA - PROIECT
PROIECTAREA UNUI ELECTROMAGNET DE CURENT CONTINUU

FACULTATEA DE ELECTRONICA, TELECOMUNICATII SI TEHNOLOGIA INFORMATIEI

SECTIA DE ELECTRONICA APLICATA



Proiect semestrial la disciplina

SURSE DE ALIMENTARE

Tema proiectului :

Proiectarea unui convertor “Flyback”


1.     Introducere

Aparatura electronica are nevoie in functionare, in majoritatea cazurilor, de tensiuni continue de alimentare. In general, aceste tensiuni continue se obtin prin conversia tensiunii alternative a retelei de 50Hz, in tensiune continua, care se realizeaza cu ajutorul surselor de tensiune continua.

La fel ca in figura de mai jos, o sursa de tensiune continua se compune dintr-un transformator, un redresor, un filtru si un stabilizator :

schema_bloc

In lipsa stabilizatorului, sursa se numeste sursa de tensiune continua nestabilizata, iar in prezenta stabilizatorului poarta denumirea de sursa de tensiune stabilizata.

Transformatorul are rolul de a separa de retea aparatul electronic alimentat de sursa de tensiune continua. De asemenea, el modifica tensiunea retelei la valoarea necesara pentru a obtine o anumita tensiune continua.

Redresorul este un circuit care contine cel putin un element neliniar capabil sa transforme tensiunea alternativa intr-o forma de unda cu componenta continua diferita de zero. Pe langa componenta continua, la iesirea redresorului se obtine si o componenta variabila numita “ondulatie”.

Filtrul are rolul de a atenua ondulatiile tensiunii redresate. Tensiunea ce se obtine la iesirea filtrului, adica tensiunea furnizata de sursa nestabilizata, este dependenta de tensiunea de intrare (a retelei), de sarcina si de temperatura.

Stabilizatorul are rolul de a face ca tensiunea la iesirea sursei stabilizate sa fie independenta de acesti factori si sa se apropie cat mai mult de o tensiune continua.

In multe aplicatii, se impune introducerea unui transformator in structura convertorului cc-cc, in vederea realizarii unei izolatii galvanice intre intrare si iesire. De exemplu, in convertoarele alimentate direct de la retea aceasta izolare este impusa de standarde interne si internationale. In mod normal, aceasta izolatie s-ar putea obtine utilizand un transformator la frecventa retelei de 50Hz. Datorita faptului ca marimea si greutatea acestui transformator este invers proportionala cu frecventa, este de preferat sa-l incorporam direct in structura convertorului, facandu-l astfel sa lucreze la frecvente de zeci sau chiar sute de kHz, dimensiunile sale fizice scazand semnificativ.

De asemenea, sunt situatii cand trebuie convertita o tensiune continua intr-o alta tensiune continua, raportul intre cele doua fiind foarte greu de obtinut cu un simplu convertor cc-cc. In aceste situatii utilizarea unui transformator este absolut necesara. In sfarsit, utilizarea transformatoarelor in structura convertoarelor cc-cc permite obtinerea iesirilor multiple prin simpla adaugare a unor infasurari suplimentare.

      De multe ori sunt necesare si sisteme auxiliare de alimentare, in cadrul surselor principale, sisteme ce asigura energia necesara alimentarii circuitelor de comanda si control. Adesea, aceste circuite trebuie sa asigure si izolare galvanica. Alegerea acestora trebuie facuta cu grija, influentand in mod direct intreaga strategie de proiectare. Cel mai adesea, aceste surse auxiliare se realizeaza pe baza convertoarelor “Flyback” autooscilante. Deoarece in general puterea ceruta acestor surse auxiliare este mica, se pot implementa topologii foarte simple si ieftine.

Tema proiectului de fata propune proiectarea unui convertor “Flyback”, capabil sa indeplineasca urmatoarele caracateristici:

*      Tensiunea de intrare: UI= 215V.

*      Tensiunea de iesire: US = 9V.

*      Riplul tensiunii de iesire: DUS = 220mV.

*      Puterea continua: PCC = 40W.

*      Puterea maxima: Pmax = 60W.

*      Perioada de comutatie: T = 12,50µs.

*      Randamentul: η = 85%.

*      Variatia tensiunii de intrare: 15%.

*      Protectie la scurtcircuit.

*      Protectie la supraincalzire: tranzistorul de putere se va bloca cand temperatura radiatorului acestuia va ajunge la 80°C.

Marele avantaj al acestui tip de convertor consta in faptul ca este cel mai ieftin si simplu convertor cu izolare galvanica, avand nevoie doar de un singur element inductiv.

2.     Schema electrica echivalenta

schema_electrica_flyback

flyback_autooscilant

flyback_autooscilant_cu_traf_de_cur.bmp

3.     Breviar teoretic

v     Convertorul cc-cc “Flyback” cu izolare galvanica :

In schema electrica de principiu se poate observa ca atunci cand tranzistorul T conduce, dioda D este blocata si intreaga energie este stocata in primarul transformatorului TR (curentul din primar creste). In momentul in care tranzistorul T intra in blocare, tensiunea pe infasurarile transformatorului se inverseaza, dioda D incepe sa conduca, energia stocata in transformator fiind acum transmisa spre iesire (scade curentul in secundar).

Se va analiza functionarea in regim stationar, distingandu-se doua moduri de functionare :

a.)    conductie neintrerupta;

b.)    conductie intrerupta;

Formele corespunzatoare de unda sunt prezentate in figura de pe pagina urmatoare.

Prin raportare la secundarul transformatorului, schema convertorului “Flyback” se reduce la un circuit inversor (“Buck-Boost”).

Ca urmare, relatiile ce descriu functionarea convertorului “Flyback” in cele doua regimuri de conductie, se obtin din cele deduse in cazul convertorului “Buck-Boost”, prin inlocuirea tensiunii UI cu valoarea  , n fiind raportul de transformare primar/secundar.

FORME_UNDA_FLYBACK

a.)    Functionarea in conductie neintrerupta :

In figura de mai jos s-a reprezentat forma curentului iL reflectat in secundar. In realitate, curentul curge alternativ in primar si secundar, astfel incat transformatorul convertorului “Flyback” nu transporta energie continuu ca un transformator obisnuit; el acumuleaza energie in prima parte a ciclului (durata TC) si o evacueaza spre sarcina in partea a doua (durata TB).

            Cand tranzistorul T conduce, tensiunea in secundar va fi  iar panta curentului reflectat in secundar va fi .

            Cu T blocat, tensiunea secundara este US si panta curentului descrescator va fi .

            In acest regim de conductie, curentul reflectat in secundar iL nu atinge valoarea zero pe durata unei perioade de comutatie, asa cum se vede in figura de mai jos :

CUR_REFL_IN_SECUNDAR.bmp

Tensiunea de iesire functie de tensiunea de intrare se obtine din relatia :

unde :  este factorul de umplere.

Timpul de conductie TC si cel de blocare TB se determina cu relatiile :

De aici rezulta ca, pentru regim de conductie neintrerupta, tensiunea de iesire este independenta de sarcina. De asemenea, forma curentului prin transformator nu se schimba odata cu IS, ci doar se deplaseaza in sus sau in jos, dupa cum IS creste sau scade.

Curentul de sarcina, reprezentand valoarea medie a curentului prin dioda este :

Valoarea minima, respectiv maxima a curentului iL se obtine din :

Daca IS scade spre o valoare limita ISL, curentul ILmin devine zero si convertorul se afla la limita conductiei neintrerupte. Curentul de sarcina ISL, se determina din relatia :

Cand tensiunea de intrare variaza de la UImin la UImax, factorul de umplere variaza de la δmax la δmin in ideea mentinerii constante a tensiunii de iesire. Curentul ISL atinge valoarea maxima atunci cand δ=δmin. Ca urmare, relatia de mai sus devine :

b.)    Functionarea in conductie intrerupta :

Daca IS<ISL, convertorul intra in regim de conductie intrerupta.

Panta pozitiva a curentului nu se schimba, dar cea negativa devine mai abrupta cu descresterea IS, deoarece US creste, asa cum se poare vizualiza in figura de mai jos :

CONDUCTIE_INTRERUPTA.bmp

Daca se noteaza :

atunci tensiunea de iesire normata, respectiv curentul de sarcina normat pentru conductie intrerupta, avem :

In figura de mai jos sunt reprezentate caracteristicile de iesire; linia gri curbata reprezinta limita dintre cele doua moduri de functionare :

CARACAT_IESIRE.bmp

Dimensionarea elementelor componente :

*      Transformatorul TR :

Transformatorul nu lucreaza ca unul obisnuit, ci combina functiile unui transformator cu cele ale unui soc, ce are ca scop acumularea de energie.

Valoarea minima a inductivitatii L a secundarului transformatorului TR, necesara pentru evitarea regimului neintrerupt se determina din relatia :

Tinand cont de relatia  si de faptul ca in regim de pornire, tensiunea de intrare maxima poate corespunde cu factorul de umplere maxim, raportul de transformare n este :

Volumul socului este dat de expresia :

ILmax este determinat de sarcina, iar µe si Bmax (permeabilitatea efectiva si inductia maxima in soc) depind de material.

Variatia ΔBeste determinata de riplu ILmax-ILmin; Bmax corespunde curentului ILmax :

Asigurand un ΔB mic, pierderile in fier se micsoreaza.

Numarul de spire din secundar se determina cu relatia :

unde AL este inductivitatea specifica.

*      Tranzistorul T :

Tranzistorul T trebuie sa fie astfel ales incat sa suporte tensiunea UTmax care poate sa apara in timpul functionarii, precum si curentul maxim de colector. Curentul maxim prin tranzistor si tensiunea  colector-emitor maxima, sunt date de relatiile :

*      Dioda D :

Valoarea medie a curentului prin dioda este chiar curentul de sarcina IS, iar valoarea maxima a curentului si tensiunea inversa maxima sunt date de relatiile :



*      Condensatorul de iesire C :

Valoarea condensatorului este determinata de riplul permis la iesire si de raspunsul tranzitoriu dorit. De asemenea, trebuie sa se verifice ca valoarea efectiva a curentului prin condensator nu depaseste valoarea permisa data in foile de catalog.

Curentul si tensiunea pe condensator sunt reprezentate in figura cu formele de unda de la inceputul capitolului curent (pag. 8), neglijandu-se rezistenta echivalenta a condensatorului. Capacitatea necesara in functie de valoarea impusa a riplului ΔUS se poate calcula cu formula :

Valoarea efectiva a curentului prin condensator este data de relatia :

v     Convertorul cc-cc “Flyback” autooscilant :

Schema de principiu a acestui tip de convertor este prezentata in capitoulul 2, la pagina 5, iar in figura de mai jos sunt reprezentate formele de unda pentru doua moduri de functionare, ce vor fi explicate in cele ce urmeaza :

FORME_UNDA_FLY_AUTOOSC.bmp

Presupunem condensatorul C1 incarcat initial la o tensiune negativa. Curentul ce trece prin R1 incarca C1 la o tensiune ce tinde spre tensiunea de alimentare U1. Cand UC1 atinge aproximativ 0,5V (la momentul t1), un mic curent incepe sa curga prin R2, tranzistorul T1­ se deschide, astfel ca UCE, care inital era aproximativ egal cu UI, incepe sa scada rapid, astfel incat, intreaga tensiune UI cade pe infasurarea (2) a transformatorului. Reactia pozitiva realizata prin cuplajul dintre infasurarea (2) si (1) actioneaza, ducand la saturarea rapida a tranzistorului T1. Valoarea de varf a curentului de baza va fi :

unde : n1, n2 reprezinta numarul de spire al infasurarilor (1), respectiv (2).

Curentul prin T1 creste liniar conform relatiei :

unde : L2 reprezinta inductivitatea infasurarii (2) a transformatorului.

Curentul de baza iB va scadea exponential cu o constanta de timp egala cu C1, R2. Acest proces continua pana cand, curentul de baza nu mai poate sustine tranzistorul in starea de saturatie (momentul t2). In acest moment T1 iese din starea de saturatie, UCE creste, tensiunea indusa in infasurarea (1) scade si ca urmare reactia pozitiva actioneaza rapid facand ca iC sa scada spre zero.

Energia stocata in perioada de conductie (TC) a tranzistorului T1 este  .

Aceasta energie determina inversarea tensiunilor in infasurarile transformatorului, in momentul cand tranzistorul se blocheaza, determinand deschiderea diodei D1 si evacuarea energiei acumulate spre sarcina (pe durata TB1). Curentul prin dioda descreste liniar dupa legea :

unde : L3 reprezinta inductivitatea infasurarii (3), iar UD1 reprezinta caderea de tensiune pe D1.

Valoarea capacitatii C2 se presupune suficient de mare, astfel incat riplul tensiunii de iesire este mic si valoarea medie a curentului iD este egala cu valoarea curentului de sarcina IS. Cand iD a cazut la zero, in momentul t3, caderea de tensiune suplimentara din colectorul tranzistorului T1, US(n2/n3), se anuleaza. Daca sistemul lucreaza in modul 1, tranzistorul comutator T1 ramane in starea de blocare un timp TB2, pana cand tensiunea pe condensatorul C1 devine suficienta pentru a aduce tranzistorul T1 in starea de conductie (momentul t4).

Daca condensatorul C1 este incarcat suficient de repede, astfel incat in momentul t3 tranzistorul sa comute, sistemul lucreaza in modul 2. Metoda de comanda prezentata are dezavantajul unor pierderi mari de putere. Cand tranzistorul este adus in stare de conductie (momentul t1), curentul de baza este maxim, deci, mult mai mare decat ar fi necesar pentru a sustine curentul de colector, care este foarte mic. In schimb, in momentul t2, inaintea blocarii tranzistorului, curentul de colector este maxim, iar cel de baza este minim. Aceasta face ca UCEsat sa aiba o valoare mare in acest moment, ceea ce produce o mare disipatie de putere. De asemenea, o putere suplimentara se pierde in circuitul de coamanda al bazei.

C1 este descarcat spre o valoare negativa de curentul de baza al tranzistorului T1. Daca timpul de conductie al tranzistorului este aproximativ egal cu timpul de blocare, dupa cum se intampla in majoritatea cazurilor, atunci C1 trebuie incarcat la valoarea de start aproximativ in acelasi timp. Curentul de incarcare trebuie asigurat prin R1, direct de la sursa de alimentare UI, determinand o pierdere considerabila de putere.

Aceasta metoda mai prezinta dezavantajul ca timpul de conductie al tranzistorului T1 depinde de factorul sau de amplificare in curent (β). Valoarea de varf a curentului de colector nu este astfel bine definita si pentru a mentine tensiunea de iesire constanta, frecventa de lucru trebuie sa varieze in limite largi. Mai mult, daca tensiunea de intrare se schimba, atunci avem o schimbare proportionala a curentului de varf.

Astfel, daca tensiunea de intrare se dubleaza, atunci curentul de baza va fi de asemenea dublu, permitand sustinerea unui curent de colector dublu la momentul t2. De asemenea, viteza de crestere a curentului va fi de doua ori mai mare. Deoarece curentul de colector se dubleaza, rezulta ca energia stocata creste de aproximativ patru ori, timpul de conductie TC ramanand acelasi.

Mare parte a dezavantajelor intalnite in aceasta strucutra pot fi eliminate prin utilizarea unei comenzi proportionale realizata cu un transformator de curent.

v     Convertorul cc-cc “Flyback” autooscilant cu transformator de curent :

Schema de principiu a acestui tip de convertor este prezentata in capitolul 2, la pagina 6, iar formele de unda corespunzatoare, sunt reprezentate in figura de mai jos :

FORME_UNDA_FLY_AUTOOSC_TRAF_CUR.bmp

Pornirea oscilatiei sistemlui se asigura cu impulsuri de start aplicate in baza tranzistorului T, care este astfel adus in conductie. Primarul transformatorului de curent Tr2, avand un numar mic de spire, este strabatut de curentul de colector iC. Secundarul transformatorului Tr2 are un numar mare de spire n2 si alimenteaza baza tranzistorului T prin rezistenta de mica valoare RB cu un curent proportional cu curentul de colector. Cand acest curent depaseste o anumita valoare tradusa printr-o cadere de tensiune pe rezistenta RB, blocul de comanda actioneaza asupra unui comutator S ce scurtcircuiteaza jonctiunea baza-emitor a tranzistorului T.

Se face precizarea ca blocarea tranzistorului T nu are loc instantaneu, ci intr-un anumit interval de timp necesar pentru evacuarea sarcinilor stocate in baza.

In acest interval, curentul de baza este negativ, anulandu-se odata cu epuizarea sarcinilor stocate in baza.

Cand nu trece curent prin el, comutatorul S se blocheaza.

Expresia curentului de baza furnizat de transformatorul de curent este :

Deoarece caderea de tensiune pe primarul transformatorului de curent este :

este mica in raport cu tensiunea de intrare, curentul prin primarul transformatorului Tr1 variaza liniar.

            Dupa cum se vede in figura cu formele de unda, curentul de colector creste in intervalul t1-t2 pana cand caderea de tensiune pe RB atinge valoarea :

In acest moment, tranzistorul T se blocheaza, iar energia stocata in transformatorul Tr1 este evacuata spre sarcina prin dioda D.

Cand toata energia stocata este evacuata, caderea de tensiune Tr1 se anuleaza (in momentul t3). Sistemul ramane in stare de asteptare pana cand un nou impuls de start soseste (mometul t4).

Aceasta metoda de comanda a tranzistorului T, cu un curent de baza proportional cu curentul de colector, are cateva avantaje fata de metoda simpla de comanda cu un curent de baza constant.

Cele mai semnificative sunt :

*      Se asigura in baza tranzistorului T curentul de care acesta are nevoie pentru a se mentine in saturatie. De exemplu, daca raportul n2:n1 este 20:1, curentul de baza este intotdeauna (1/20)iC indiferent de valoarea iC, astfel incat tranzistorul T are UCEsat de valoare mica pe intreaga durata de conductie.

*      Deoarece tensiunea de prag UP depinde de RB, curentul ICmax este definit cu acuratete fiind independent de tensiunea de intrare :

*      Nu este nevoie de o sursa suplimentara pentru alimentarea circuitului de comanda. Energia pentru comanda bazei este extrasa din circuitul colectorului si nu este afectata de variatiile tensiunii de intrare.

Acest lucru determina evitarea pierderilor de putere ce apar la tensiuni mari de intrare, intr-un circuit ce utilizeaza metoda de comanda conventionala.

Puterea impulsurilor de pornire este foarte mica, deoarece sistemul se va agata indata ce T a intrat in conductie. De asemenea, puterea luata din colector este mica, deoarece caderea de tensiune pe primarul transformatorului de curent este mica.

De exemplu, presupunand UP≈0,7V, UBEsat≈1,3V si n2/n1=1/20, avem :

care este de ordinul UCEsat.

Deoarece curentul de colector maxim este constant, energia stocata in Tr1 la sfarsitul unei perioade, este de asemenea constanta.

Se poate scrie relatia :

unde : LP, PS si T reprezinta inductivitatea primarului transformatorului Tr1, puterea absorbita de sarcina si perioada de comutatie.

Relatia de mai sus reprezinta “bilantul energiilor pe durata unei perioade”.

Tot din aceasta relatie, deoarece ICmax este constant, rezulta ca pentru un sistem cu o tensiune stabilizata, lucrand la un curent de sarcina constant, frecventa va ramane constanta indiferent de tensiunea de intrare.

Efectul cresterii tensiunii de intrare va fi reducerea timpului necesar pentru atingerea ICmax (intervalul TC). Deoarece TB1 ramane constant, fiind dat de relatia :

inseamna ca TB2 va creste. LS1 reprezinta inductivitatea secundarului transformatorului Tr1.

Tensiunea de iesire ramane constanta pentru o sarcina fixa. Pentru a compensa pierderile din circuit la functionare normala, este necesara o reactie negativa ce va modifica frecventa impulsurilor de start si astfel frecventa de comutatie a sistemului.

Observatie: Pentru o sarcina variabila, frecventa este variabila.

4. Breviar de calcul

*      Tensiunea de intrare: UI= 215V.

*      Tensiunea de iesire: US = 9V.

*      Riplul tensiunii de iesire: DUS = 220mV.

*      Puterea continua: PCC = 40W.

*      Puterea maxima: Pmax = 60W.

*      Perioada de comutatie: T = 12,50µs.

*      Randamentul: η = 85%.

*      Variatia tensiunii de intrare: ∆UI = 15%.

*      Protectie la scurtcircuit.

*      Protectie la supraincalzire: tranzistorul de putere se va bloca cand temperatura radiatorului acestuia va ajunge la 80°C.

*      Variatia tensiunii de intrare ∆UI :

 UImin = 179,55V.

 UImax = 244,05V.

unde :  UImin - tensiunea minima de intrare;

UImax - tensiunea maxima de intrare;

UDSsat - caderile de tensiune ce apar pe tranzistorul comutator;

            URpp - caderea de tensiune pe rezistenta de pierderi a primarului transformatorului;

*      Tensiunea de iesire maxima US :

 USmax = 9,9V.

unde :  USmax - tensiunea maxima de intrare;

UDsat - caderile de tensiune pe dioda;

            URps - caderea de tensiune pe rezistenta de pierderi a secundarului transformatorului;

*      Transformatorul TR :

 δmin = 0,51;

 n = 25,65;

 δmax = 0,58;

 ISmin = 4,04A;

 ISmax = 6,06A;

 PSmin = 39,99W;

 PSmax = 59,99W;

 LSmin = 14,14µH;

 ILmin = 6,09A;

ILmax = 16,44A;

 Ve = 2668,02mm3;

 ∆B = 0,18;

 NS = 10;

 NP = 257;

LPmin = 9,33mH;

unde :  δmin - factorul de umplere minim;

n - raportul de transformare;

δmax - factorul de umplere maxim;

ISmin - curentul de iesire minim;

ISmax - curentul de iesire maxim;

PSmin - puterea de iesire minima;

PSmax - puterea de iesire maxima;




LSmin - inductivitatea secundarului;

ILmin - curentul minim prin secundar;

ILmax - curentul maxim prin secundar;

Ve - volumul miezului de ferita;

µ0 - permeabilitatea vidului ( µ0=4π10-7 );

µe - permeabilitatea efectiva ( µe=50 );

Bmax - inductia maxima de soc ( Bmax=0,3 );

∆B - variatia inductiei;

AL - inductivitatea specifica ( AL=140nH/sp2 ), pentru miezul EC70 (intrefier de aproximativ de 3mm);

NS - numarul de spire din secundar;

NP - numarul de spire din primar;

LPmin - inductivitatea primarului;

*      Tranzistorul T :

 ITmax = 0,64A;

 UTmax = 498,06V;

unde :  ITmax - curentul maxim prin tranzistor;

UTmax - tensiunea maxima prin tranzistor;

Astfel s-a ales tranzistorul de putere SIPMOS, cu canal N, BUZ40B :

*      Dioda D :

IDmax = 24,95mA;

 UDmax = 19,41V;

unde :  IDmax - curentul maxim prin dioda;

UDmax - tensiunea maxima prin dioda;

Astfel s-a ales dioda de comutatie rapida, 1N4148 :

*      Condensatorul de iesire C :

 C = 201,7µF ≈ 200µF;

 TB = 6,02µs;

 TC = 6,47µs;

 IS = 5,42A;

 ISL = 0,94A;

 δ = 0,51;

 ICef2 = 31,17A;

 RC ≤ 13,38mΩ;

unde :  C - capacitatea condensatorului;

TB - timpul de blocare;

TC - timpul de conductie;

IS - curentul de sarcina;

ISL - curentul de sarcina ( atinge valoarea maxima cand δ=δmin );

δ - factorul de umplere;

ICef2 - valoarea efectiva a curentului prin condensator;

RC - rezistenta condensatorului;

5. Scheme electrice si simulari

*      Schema electrica de baza :

Curentul prin tranzistor :

Curentul prin dioda :

Tensiunea de pe tranzistor :

Tensiune pe dioda :

Curentul prin condensatorul de iesire :

Tensiunea de iesire :

*      Schema electrica a redresorului :

Tensiunea electrica de intrare, cea de iesire si riplul tensiunii :

*      Schema electrica de protectie la supraincalzire :

Tensiunea de intrare :

Tensiunea de prag :

Tensiunea de iesire :

*      Schema electrica de protectie la supracurent :

Tensiunile de intrare si iesire (starile portilor logice) :



*      Schema electrica finala a convertorului “Flyback” :

6. Plan de testare

ü      Se alimenteaza montajul la o tensiune de 215V.

ü      Cu ajutorul osciloscopului, se vizualizeaza si se masoara forma de unda a tensiunii din colectorul tranzistorului de putere BUZ40B.

ü      Se vizualizeaza si se masoara forma de unda a curentului din baza tranzistorului de putere.

ü      Se vizualizeaza si se masoara forma de unda a tensiunii baza – emitor a tranzistorului de putere.

ü      Se vizualizeaza si se masoara curentul prin dioda 1N4148. Aceasta se face atat pentru o sarcina mare (in regim de conductie neintrerupta), cat si pentru o sarcina mica (in regim de conductie intrerupta).

ü      Se masoara tensiunea de iesire pentru valori ale curentului de sarcina cuprinse intre 0-6A, pentru o tensiune de intrare constanta de 215V.

ü      Se masoara tensiunea de iesire pentru diferite valori ale tensiunii de intrare, in domeniul 180-240V, la un curent de sarcina constant de 5A.

ü      Se ridica caracteristica US = f (IS), observandu-se momentul in care sursa intra in limitare.

ü      Se ridica caracteristica US = f (UI).

7. Cablaj

*      Stratul TOP :

*      Stratul BOTTOM :

8. Lista de materiale

Nr. crt.

Cantitate

Simbol

Denumire/Valoare

1

1

K1

TRANSFORMATOR

2

1

D1

BYT30P-600

3

1

D2

1N4148

4

1

D3

1N5255

5

1

M1

BUZ40B

6

1

U1

SMPS CONTROLLER (TDA1060)

7

1

U1A

LM339

8

1

M1

BUZ40B

9

4

J1 J4

CONECTORI

10

1

C1

470 µF

11

1

C2

200uF

12

1

C3

10µF

13

1

C4

100nF

14

1

C5

1nF

15

1

C6

2,4nF

16

3

R2, R5, R6,

10kΩ

17

1

R3

5kΩ

18

2

R4, R9

1kΩ

19

2

R10, R13

6 kΩ

20

2

R11, R12

3kΩ

21

1

R7

520 Ω

22

1

R8

1 kΩ POT.

23

2

R10, R13

6 kΩ

24

2

R11, R12

3kΩ

8. Bibliografie

Ø      Electronica surselor de alimentare – Dorin Petreus

Ø      Surse in comutatie – Dorin Petreus, Serban Lungu

Ø      http://www.datasheetcatalog.com

Ø      http://en.wikipedia.org

Ø      http://www.dos4ever.com








Politica de confidentialitate

DISTRIBUIE DOCUMENTUL

Comentarii


Vizualizari: 4959
Importanta: rank

Comenteaza documentul:

Te rugam sa te autentifici sau sa iti faci cont pentru a putea comenta

Creaza cont nou

Termeni si conditii de utilizare | Contact
© SCRIGROUP 2019 . All rights reserved

Distribuie URL

Adauga cod HTML in site